路20以上下桥臂直通工作状态进 行工作，控制单元通过控制第一开关器件Ql和第四开关器件Q4同时开通或控制第二开关器 件Q2和第三开关器件Q3同时开通以使PFC全桥电路20以对桥臂导通工作状态进行工作。 [0031]具体地，如图1所示，在单级PFC变换器工作过程中，当PFC全桥电路20处于上下桥 臂直通工作状态时，流过PFC电感Lin的电流升高，即输入电流i L升高；当PFC全桥电路20处 于对桥臂导通工作状态时，流过PFC电感Lin的电流降低，即输入电流U降低。因此，可以通 过控制系统占空比D(如恒频模式下，系统占空比D为PFC电感Lin的充放电周期内上下桥臂 直通时所占的比例)来调节输入电流k的大小，从而使得输入电流k为正弦波，且与输入电 源U in的电压同相位，从而消除高次电流谐波，实现功率因数校正功能。
[0032]另外，在单级PFC变换器工作过程中，当PFC全桥电路20处于上下桥臂直通工作状 态时，高频变压器TF的初级绕组的两端电压为O，此时由输出滤波电容Co为负载提供能量； 当PFC全桥电路20处于对桥臂导通工作状态时，此时高频变压器TF将PFC电感Lin中存储的 电能以及输入电源1^提供的电能传递至高频变压器TF的次级绕组，然后经整流滤波电路30 后，为负载提供能量。通过调节系统占空比D以使单极PFC变换器的输出电压为额定电压，满 足负载供电需求。
[0033]图2是根据本发明一个实施例的单极PFC变换器的工作波形图，其中，T为PFC电感 Lin的充放电周期，k为输入电流，iP为高频变压器TF的初级绕组电流，um为直流母线电压。 从图2可以看出，在一个工作周期内，即高频变压器TF的初级绕组电流变化的一个周期内， PFC电感Lin完成两次充放电，高频变压器TF进行两次励磁，并且两次励磁方向相反，磁芯双 端励磁，从而提高了高频变压器的磁芯利用率。
[0034]本发明实施例的单极PFC变换器，通过控制PFC全桥电路中的第一至第四开关器件 的开通时序，实现功率因数校正和DC/DC隔离变换。在该变换器中，由于使用的磁性元器件 和电解电容比较少，因此可以有效减少变换器的体积，同时采用高频变压器可以实现高低 压电路之间的电气隔离，而且高频变压器双端励磁，磁芯的利用率高，提高了变换器的工作 效率。
[0035]如图1所示，在单级PFC变换器工作过程中，当PFC全桥电路20由上下桥臂直通工作 状态切换至对桥臂导通工作状态时(如图2中的t2-t3以及t6-t 7时间段），输入电流iL全部流 入高频变压器TF中，此时高频变压器TF的初级绕组电流发出突变。由于高频变压器TF存在 漏感，漏感电流也将发出突变，因此，高频变压器TF的初级绕组两端会产生较大的电压尖 峰，从而导致直流母线电压1^存在较大的电压尖峰。
[0036]为了防止直流母线电压Um存在较大的电压尖峰，在本发明的一个实施例中，如图3 所示，上述的单级PFC变换器还包括箝位电路40,箝位电路40与第一桥臂并联，箝位电路40 用于对第一桥臂两端的电压尖峰进行抑制。
[0037]如图3所示，箝位电路40包括箝位开关管Qc和箝位电容Cc，箝位开关管Qc和箝位电 容Cc串联后与第一桥臂并联，箝位开关管Qc和箝位电容Cc之间具有第三节点J3。
[0038]具体地，如图3所示，当PFC全桥电路20由上下桥臂直通工作状态切换至对桥臂导 通工作状态时，即电路换流过程中，箝位电容Cc能够吸收高频变压器TF的漏感产生的电压 尖峰，以将直流母线电压Um箝位在相对较低的电压范围内，从而降低PFC全桥电路20中开关 器件的电压应力。而且，箝位开关管Qc的反并联二极管Dc为箝位电容Cc提供充电回路，箝位 开关管Qc为箝位电容Cc提供放电回路，并通过PFC全桥电路20和高频变压器TF将能量释放 到负载侧。
[0039] 具体而言，如图4所示，在to时刻，PFC电感Lin为PFC全桥电路20中开关器件的结电 容充电，直流母线电压^从0开始逐渐上升，由于PFC全桥电路20中开关器件的结电容比较 小，因此，直流母线电压um±升速度比较快。当直流母线电压u m高于箝位电容Cc的电压时，箝 位开关管Qc的反并联二极管Dc导通，箝位电路40开始工作，箝位电容Cc开始充电（如图4中 的t 2-t4以及t9-tn时间段）。此时相当于箝位电容Cc和PFC全桥电路20中开关器件的结电容 并联，并联等效电容与高频变压器TF的漏感发生谐振，由于箝位电容Cc的容量相对比较大， 谐振过程中高频变压器TF的漏感产生的谐振电压很低，因此，直流母线电压1^的电压尖峰 被限制在较小的范围内，从而实现了对直流母线电压尖峰的抑制，降低了PFC全桥电路中开 关器件的电压应力。
[0040]本发明实施例的单极PFC变换器，通过箝位电路能够对直流母线电压尖峰进行抑 制，从而降低PFC全桥电路中开关器件的电压应力。
[0041] 在图3所示的单级PFC变换器中，高频变压器TF双端励磁。理想情况下，高频变压器 TF两端施加正负对称的脉冲，高频变压器TF两端的伏秒积平衡，使得高频变压器TF的磁化 曲线工作的中心点在原点位置且在饱和磁化曲线以内，从而使高频变压器TF正常工作。 [0042]但在实际工作过程中，正负脉冲的伏秒积很难完全相等，许多因素导致高频变压 器TF的初级绕组上施加的电压波形正负脉冲的宽度不相等或者正负脉冲的幅值不相等，即 高频变压器TF两端的伏秒积不平衡，进而导致高频变压器TF的磁芯磁化曲线中心点发生偏 移，引起偏磁。当偏磁积累到一定程度时，将使磁化曲线超出饱和磁化曲线，从而使高频变 压器TF发生磁饱和，进而导致高频变压器TF的初级绕组的单向磁化电流迅速增大，高频变 压器TF的初级绕组电流随之增加，造成开关器件损坏，影响电路正常工作。
[0043]为了有效防止高频变压器TF出现偏磁，在本发明的一个实施例中，控制单元在第 一开关器件Ql和第三开关器件Q3的工作时序中添加死区时间，并通过调整死区时间以消除 高频变压器TF的偏磁。
[0044] 具体地，如图3所示，由于箝位电路40的存在，允许PFC全桥电路20同时仅有一个开 关器件导通。其中，当仅有一个开关器件导通时，该段时间称为死去时间，此时输入电流k 通过箝位开关管Qc的反并联二极管Dc流入箝位电容Cc中，输入电流iL不发生突变。因此，可 以在PFC全桥电路20从对桥臂导通工作状态切换至上下桥臂直通工作状态前加入死区时 间，即允许一个开关器件导通，通过调整死区时间来改变施加在高频变压器TF两端的伏秒 积，从而消除偏磁。
[0045]具体而言，如图5所示，为抑制高频变压器TF偏磁，在正向励磁和负向励磁结束前， 分别添加适当的死区时间A和B。在死区时间A内，PFC全桥电路20中仅有第四开关器件Q4开 通，直至PFC电感Lin的一个充放电周期结束;在死区时间B内，PFC全桥电路20中仅有第二开 关器件Q2开通，直至PFC电感Lin的一个充放电周期结束。
[0046] 在死区时间A和B内，高频变压器TF两端的电压为开关器件的通态压降以及反并联 二极管的管压降之和，远小于单级全桥PFC变换器的输出电压，因此可近似为0。在一个工作 周期内，通过调节死区时间A和B的大小能够分别改变高频变压器TF的正、负向励磁时间，如 下述公式（1)所示，从而可以调节高频变压器TF的正负向励磁的伏秒积，进而使得高频变压 器TF两端的伏秒积平衡。
[0048]其中，k为第k个周期，k=l、2、3···，tP(2k-1)为奇数周期的励磁时间，Dp(2K-1)为奇数周 期的占空比，tA为A的死区时间，tq(2k)为偶数周期的励磁时间，Dq(2k)为偶数周期的占空比， tB(2k)为B的死区时间。
[0049] 本发明实施例的单极PFC变换器，能够通过箝位电路和增加的死区时间来有效解 决高频变压器偏磁问题，提高了可靠性。
[0050] 此外，如图3所示，在单级全桥PFC变换器的起动过程中，输出滤波电容Co的电压比 较低。当PFC全桥电路20处于上下桥臂直通工作状态时，输入电流iL将线性升高；当PFC全桥 电路20处于对桥臂导通工作状态时，由于此时单级全桥PFC变换器的输出电压比较低，折算 至高频变压器TF初级绕组侧的电压值nUo(其中，η为高频变压器TF的初级绕组与次级绕组 的比值，Uo为单级全桥PFC变换器的输出电压）小于输入电源电压，该阶段的输入电流k会 继续升高。因此，在单级全桥PFC变换器的起动过程中，无论PFC全桥电路20处于上下桥臂直 通工作状态，还是处于对桥臂导通工作状态，输入电流k都会增加，因而，通过控制系统占 空比D无法控制输入电流i L的大小。
[0051]当输入电流k不断增加时，PFC电感Lin存储的能量不断增加，经过几个开关周期 后，形成很大的冲击电流，由于PFC电感Lin存储的能量无法释放而很快达到饱和，因此，若 不采取相应措施，将导致开关器件发生损坏。为此，在本发明的一个实施例中，如图6所示， 上述的单级PFC变换器还包括预充电电路50,预充电电路