时钟信号再生电路和方法

专利名称：时钟信号再生电路和方法
技术领域：
本发明涉及接收根据OFDM方式而调制的调制信号的OFDM受信机的时钟信号再生装置和时钟再生方法．近年来，作为传输数字信号的方法，已提案了称为正交频率分割复用方式(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)的调制方式。该OFDM方式是在传输频带内设置多个正交的副载波、将数据分配给这些副载波的振幅和相位、使用PSK(Phase ShiftKeying)或QAM(Quadrature Amplitude Modulation)等技术进行数字调制的方式。在该OFDM方式中，利用多个副载波分割传输频带，并列地传输多个副载波，所以，作为分配给副载波1波的传输频带就变窄，对副载波1波的调制速度就变慢，但是，由于副载波数是多个，所以，综合的传输速度与先有的调制方式没有变。
另外，如上述那样，该OFDM方式由多个副载波分割而并列地传输，所以，在任意的单位时间内所包含的1符号的信号量就减少，从而调制速度变慢，但是，在传输线路中存在多通路干扰波时，就可以减少在接收1符号的信号的时间中所接收的相对的多通路干扰波的接收量，所以，具有抗多通路干扰波的干扰的能力强的优点。
根据上述特征，OFDM方式在强烈地受到地形或建筑物等多通路干扰的影响的地面波中传输数字信号时是有利的，在日本的地面波数字广播方式中也采用。
然而，在OFDM方式的受信机中，为了正确地解调OFDM调制信号，必须在解调电路中取得各种同步，另外，作为解调处理中的所有的处理的基准的时钟信号也必须与发信侧的时钟信号同步。
下面，作为用于使在受信侧发生的时钟信号与发信侧的时钟信号同步的方法，说明迄今所提案的时钟信号的再生方法。


图13是例如特开平10-308715号公报所公开的OFDM受信机的时钟信号的再生电路的框图。
图中的时钟信号的115由差动解调电路3、ROM12、门电路14、累积加法电路15(累积加法运算单元)、平均值电路16、比较电路18、控制电路20、符号反相电路21、选择器22和时钟振荡控制电路60(控制单元)构成，差动解调电路3进而具有RAM6、7(存储单元)、符号反相电路10和复数乘法电路11。
由主载波频率信号进行了1次调制的模拟信号的副载波频率信号(IF信号)由OFDM受信机中的A/D变换电路实现数字化，差动解调电路3输入根据该IF信号而由副载波频率信号(基带信号)的解调电路生成的各符号的I频道数据IR(以下，称为IR)和Q频道数据QR(以下，称为QR)，根据该IR和QR计算实数成分数据RN和虚数成分数据JN并输出。IR和QR在基带信号的解调电路中，从进行离散付利叶变换的高速付利叶运算(FFT)电路输出。
差动解调电路3中的RAM6、7根据从后面所述的控制电路20输出的控制信号c按符号单位存储输入的IR或QR，并将存储的各符号的数据(IR或QR)延迟1符号时间而输出。符号反相电路10将从RAM7输出的数据的正负符号反相后输出。
设由RAM6和RAM7延迟的IR和QR分别表为dIR、dQR时，复数乘法电路11对未延迟的IR和QR进行以下的式(1)损失的复数运算，并将运算结果分为实数成分数据RN和虚数成分数据JN而输出。在以下的说明中，j表示虚数。
(IR+jQR)(dIR-jdQR)···(1)ROM12存储反正切函数数据，输出与输入的实数成分数据RN和虚数成分数据JN对应的相位变化量数据PS。另外，由实数复数乘法电路11和ROM12构成运算电路13。
门电路14按照控制电路20的控制信号从由ROM12输出的相位变化量数据PS中选择与在发信侧插入的引导信号对应的成分，供给符号反相电路21和选择器22。符号反相电路21将输入的相位变化量数据PS(仅与引导信号对应的成分)的符号反相，并供给选择器22。
选择器22由控制电路20的控制信号所控制，认与从门电路14直接输入的引导信号对应的相位变化量数据PS是正的频率成分，就选择该相位变化量数据PS，另外，如果该相位变化量数据PS是负的频率成分，就选择从符号反相电路21输入的相位变化量，并供给累积加法电路15。
累积加法电路15在各符号的相位变化量PS在输入之前由从控制电路20供给的控制信号b进行初始化处理后，与和从选择器22输出的引导信号对应的相位变化量PS进行累积运算，并按各符号而输出。
平均值电路16通过按每个符号将从累积加法电路15输出的进行了累积运算的相位变化量(相位误差量)对数个符号求平均并按每个符号而输出，输出去除了包含在相位误差量中的高斯噪音的相位误差量PSO。
比较电路18用来确定(锁定)从OFDM受信机用时钟振荡电路输出的时钟信号的频率，即，由于各符号间的差动解调数据成为0，所以，在平均值电路16的各符号的输出中也检测到无差别，并通知控制电路20。即，在比较电路18中，将与符号间的差动解调数据为0时的平均值电路16的输出值相等的值的基准值SV与作为当前平均值电路16的输出值的相位误差量PSO进行比较，并将该比较结果按各符号向控制电路20输出。
控制电路20接收各符号的比较电路18的比较结果，控制门电路14和选择器22以使各引导信号与相位变化量数据PS的定时对应，同时，通过向累积加法电路15输出控制信号b、向RAM6和RAM7输出控制信号c，控制从它们输入的信号在各符号期间。
时钟振荡控制电路60根据平均值电路16的输出数据PSO输出用于控制图中未示出的OFDM受信机用时钟信号振荡器的振荡频率的控制信号CS。
在特开平10-308715号公报所公开的OFDM受信机中，通过使用实数时钟信号的再生电路，使由OFDM受信机内的时钟振荡电路振荡而发生的时钟信号与发信侧的时钟信号同步。
然而，在解调OFDM受信机的副载波信号时，由高速付利叶变换电路进行离散付利叶变换，时间区域信号变换为频率区域信号。在进行该变换时，将规定时间区域中的变换范围的区域称为时间窗。该时间窗在时钟信号中有频率误差、相位误差时将发生偏离。
例如，在时钟信号中仅有相位误差而没有频率误差时，时间窗对于却符号将偏离一定的时间，所以，对于却符号的副载波的频率成分将有一定的相位旋转。
另一方面，在时钟信号中仅有频率误差时，时间窗对各符号将发生不同的偏离，所以，对于副载波的频率成分，将发生随时间而变化的相位旋转。
这里，如上述特开平10-308715号公报所公开的OFDM受信机那样，先根据1符号前的全部副载波信号和当前符号中的全部副载波信号检测当前符号中的全部副载波的相位误差量，从该相位误差量中选择仅与引导信号对应的成分，在根据所选择的相位误差量的成分再生时钟信号时，在检测的相位误差中包含由于时钟信号的频率误差引起的相位误差，但是，不包含由于时钟信号的相位误差所引起的相位误差。
这是因为，如前所述，在时钟信号中有频率误差时，在副载波中将发生随时间而变化的相位旋转，所以，在各符号的引导信号间，副载波的相位将发生变化，但是，在时钟信号中仅有相位误差时，由于副载波的相位在符号间不变化，所以，不能作为符号间相位变化量而检测。
结果，在实数公报所述的时钟信号的再生电路中，对于时钟信号的相位误差不能控制，从而就存在不能提高时钟信号的引入性能的问题。
另外，如果时钟信号的引入性能不能提高，则在时钟信号中将残留频率误差。在OFDM受信机中，在时钟信号中有频率误差时，不仅再生信号的位误码率特性变坏，而且各副载波间的正交性也将破坏，所以，存在发生由副载波间的干涉而引起的干扰的问题。
本发明就是为了解决实数问题而提案的，目的旨在提供可以正确地生成没有频率误差和相位误差的时钟信号的OFDM受信机用的时钟信号再生电路。
本发明的时钟信号再生电路接收解调信号，检测解调信号的相位误差，按照相位误差控制时钟信号振荡器。
解调信号从通过正交频率分割复用方式发信来的信号中得到，并且，分割为连续的信号，各信号具有与不同的副载波频率对应的多个成分。
时钟信号再生电路具有从解调信号的各信号成分中选择指定的成分的选择单元、存储由选择单元所选择的指定的成分的存储单元、为了计算各信号内的上述指定的成分不同的1组间的相位变化量而使用存储单元所存储的指定的成分的运算单元和为了得到相位误差而对各信号累积计算上述相位变化量的累积加法单元。
在本发明的一个实施例中，指定的成分包含引导信号的成分。在本发明的其他实施例中，指定的成分包含控制传输和复用化的结构的信号成分。在本发明的另一实施例中，指定的成分包含副频道(AC)信号成分。在本发明的切实施例中，时钟信号再生电路还具有判断各信号成分是由差动式调制的还是由相干调制的信号判断单元，选择单元从由相干调制的成分中作为指定的成分选择引导信号的成分，另外，选择单元从差动式调制的成分中作为实数指定的成分选择AC(副频道)信号成分和传输及复用化结构的控制信号的成分。
在实数本发明的任一实施例中，为了计算相位变化量，运算单元都可以使用正切近似。或者，为了计算相位变化量，运算单元都可以使用正弦近似。或者，作为相位变化量，运算单元也可以输出极性值。时钟信号再生电路也可以具有将指定值的相位变化量与限于指定值直至变化为0的相位变化量进行比较的判断单元。
在本发明的根据解调信号再生时钟信号的方法中，从解调信号中检测相位误差，根据相位误差控制时钟信号振荡器。解调信号从通过正交频率分割复用方式传输来的信号中得到，分割为连续的信号。并且，各信号具有与不同的副载波频率对应的多个成分。
本发明的方法包括从解调信号的各信号成分中选择指定的成分的选择步骤、将指定的成分存储到存储单元中的存储步骤、为了计算各信号内的上述指定的成分不同的1组间的相位变化量而使用存储单元存储的指定的成分的步骤和累积相加各信号的上述相位误差并据此得到相位误差的步骤。
图1是表示使用本发明的实施例1的时钟信号再生电路的OFDM受信机的框图。
图2是表示本发明实施例1的时钟信号再生电路的框图。
图3是表示在本发明的实施例1的时钟信号再生电路中时钟信号中有频率误差时在从高速付利叶变换电路(变换单元)输出的副载波的频率成分中出现的相位误差的图。
图4是表示本发明实施例1的动作的流程图。
图5是表示本发明实施例2的时钟信号再生电路的框图。
图6是表示本发明实施例3的时钟信号再生电路的框图。
图7是表示本发明实施例3的选择单元的动作的流程图。
图8是表示本发明实施例4的时钟信号再生电路的框图。
图9是表示本发明实施例5的时钟信号再生电路的框图。
图10是表示本发明实施例6的时钟信号再生电路的框图。
图11是表示本发明实施例7的时钟信号再生电路的框图。
图12是表示本发明实施例7的时钟信号再生电路中的判断单元和切换单元的动作的流程图。
图13是表示先有的时钟信号再生电路的框图。
下面，根据图示的实施例说明本发明。
实施例1。
图1是表示使用本发明的实施例1的时钟信号再生电路的OFDM受信机的框图。
如图1所示，OFDM受信机150由接收天线101、乘法电路102、主载波振荡电路103、带通滤波器(BPF)104、A/D变换电路105、副载波频率信号解调电路120、时钟信号振荡器116和时钟信号再生电路130构成。另外，副载波频率信号解调电路120进而由逆多路转换器106、低通滤波器(LPF)107和108、复数乘法电路109、数值控制振荡电路110、加法电路111、高速付利叶变换电路(FFT)112、相关值运算电路113和载波频率误差运算电路114构成。
接收天线101接收进行了OFDM调制的无线信号(OFDM调制信号)。乘法电路102将从主载波振荡电路103输出的指定的主载波频率信号与所接收的无线信号相乘。带通滤波器(BPF)104从乘法电路102的输出中抽出成为副载波频带的中频(IF)信号。A/D变换电路105将由BPF104抽出的模拟的IF信号变换为数字信号。
逆多路转换器106从数字化的IF信号中将I频道IF数据与Q频道IF数据分离并输出。低通滤波器(LPF)107除去包含在I频道IF数据中的不需要的高频成分，LPF107除去包含在Q频道IF数据中的不需要的高频成分。
复数乘法电路109通过对输入的I频道IF数据和Q频道IF数据乘以由数值控制振荡电路110控制而供给的副载波频率信号，将频率误差除外，生成I频道解调数据和Q频道解调数据。高速付利叶变换电路(FFT)112通过将从复数乘法电路109输入的作为时间信号的I频道解调数据和Q频道解调数据进行频率分解，生成进行了离散付利叶变换的I频道解调数据IR和Q频道解调数据QR。
相关值运算电路113根据直接使用复数乘法电路109的输出的信号中的被传输保护期间和-延迟有效符号期间的信号的保护期间计算并输出2信号间的相关值。载波频率误差运算电路114通过从FFT112的输出中检测各频率的输出的偏离，来检测解调数据IR和QR的频率误差，并向加法电路111输出。加法电路111将相关值运算电路113的相关值输出与载波频率误差运算电路114的频率误差输出相加，并供给数值控制振荡电路110。
在副载波频率信号解调电路120中，如上述那样，由复数乘法电路109在相关值成为最大的时刻开始对后级的FFT112进行计算，所以，可以使从FFT112输出的变换数据IR和QR的频率误差成为最小。
时钟信号再生电路130根据解调数据IR和QR生成并输出用于控制时钟信号振荡器116的振荡频率的控制信号CS。时钟信号振荡器116根据从时钟信号再生电路130输出的控制信号CS发生振荡，生成时钟信号，并向A/D变换电路105和其他电路输出图2是表示本发明实施例1的时钟信号再生电路的结构的框图。在图2所示的时钟信号再生电路130中，对于和图13所示的先有的时钟信号再生电路115相同功能的部分标以相同的符号。
图2的时钟信号再生电路130与图13所示的先有的时钟信号再生电路115不同的地方在于，在时钟信号再生电路130中，在解调数据IR和QR输入差动解调电路3之前，设置从解调数据IR和QR中仅选择与由发信侧规定的引导信号对应的数据的作为第1选择单元的选择器30和40，在从由复数乘法电路11和ROM12构成的运算电路13输出相位变化量数据PS到信号输入时钟振荡控制电路60的处理电路是累积加法电路15和环形滤波器50(滤波单元)。
在选择器30中，具有从解调数据IR中仅选择与引导信号对应的数据的开关31和根据由开关31选择的数据修正由发信侧规定的相位值的相位修正电路32。同样，在选择器40中，也具有从解调数据QR中仅选择与引导信号对应的数据的开关41和根据由开关41选择的数据修正由发信侧规定的相位值的相位修正电路32。
与由发信侧规定的引导信号对应的相位值，就是例如按日本数字地面波广播标准所规定的相位值。在日本数字地面波广播标准中，与引导信号对应的副载波的振幅和相位预先由发信侧规定，该规定值对受信侧也是已知的。作为具体例子，在由发信侧规定引导信号的相位为0或π时，就预先通知受信侧与所接收的引导信号对应的副载波的相位是0还是π。在与该引导信号对应的副载波的已知相位为π时，相位修正电路32、42就进行从引导信号的相位中减去π的修正处理并输出。
在本实施例的差动解调电路3内，进行仅与引导信号对应的数据的差动解调。在RAM6还7中，存储从相位修正电路32还42输出的解调数据IR还QR，但是，这时，仅存储与解调数据IR还QR中的引导信号对应的数据，仅延迟与引导信号的发生间隔的1间隔相当的时间，并输出延迟解调数据dIR和dQR。符号反相电路10将从RAM7输出的延迟解调数据dQR的符号反相并输出，这也仅输出与引导信号对应的延迟解调数据dQR。
复数乘法电路11进行未延迟的引导信号的解调数据IR和QR与由RAM6和7延迟的引导信号的延迟解调数据dIR和dQR的复数运算，并将运算结果分为引导信号的实数成分数据RN和引导信号的虚数成分数据JN而输出。
ROM12从存储的逆正切函数数据中读出与输入的引导信号的实数成分数据RN和虚数成分数据JN对应的数据，作为引导信号的相位变化量数据PS而输出。
累积加法电路15将从ROM12输出的引导信号的相位变化量数据PS在1符号时间内累积相加。环形滤波器50从由累积加法电路15输出的引导信号的相位变化量数据PS的累积相加之和数据中除去噪音成分。时钟振荡控制电路60根据环形滤波器50的输出数据(引导信号的相位变化量数据PS的累积相加之和数据)输出控制时钟信号振荡器116的振荡频率的控制信号CS。
图3(a)、(b)、(c)是说明在由图1的时钟信号振荡器116生成的时钟信号中有频率误差时在输入图2的时钟信号再生电路130的解调数据IR和QR的频率成分中出现的相位误差的图。图3(a)是表示在时钟信号中没有频率误差时的解调数据IR和QR的频率成分的图，图3(b)是表示在时钟信号中有频率误差时的解调数据IR和QR的频率成分的图，图3(c)是表示在时钟信号中有频率误差时的解调数据IR和QR中的引导信号的频率成分的相位误差的图。
在图3(a)和(b)中，SP0是1符号内的最低频率的引导信号，SP1和SP2与实数引导信号SP0在同一符号内，是频率更高的引导信号，SP3是和实数引导信号SP0在同一符号内的最高频率的引导信号。
在图3(c)中，91是最低频率的引导信号SP0的相位θ0与引导信号SP1的相位θ1之间的相位变化量(θ0-θ0)，92是引导信号SP1的相位θ1与引导信号SP2的相位θ2之间的相位变化量(θ2-θ1),93是引导信号SP2的相位θ2与引导信号SP3的相位θ3之间的相位变化量(θ3-θ2)。另外，94是将同一符号内的相邻引导信号间的相位变化量91～93累积相加的相位变化量∑(θf-θf-1)。
作为该累积相加的相位变化量的相位变化量94与同一符号内的最低频率的引导信号SP0到最高频率的引导信号SP3的相位变化量一致。因此，对于在同一符号内相邻的引导信号的各频率成分的相位变化量，在1符号时间内进行累积相加时，就和同一符号内的最低频率的引导信号与最高频率的引导信号之间的相位变化量相等。
下面，说明图1和图2所示的本发明的实施例1的动作。
图4是表示本实施例1的动作的流程图。
在从副载波频率信号解调电路120的FFT112输出的解调数据IR和QR中，由选择器30和40选择并输出与由发信侧规定的引导信号对应的副载波的数据(步骤S1)。
从选择器30和40输出的引导信号的解调数据供给RAM6和7。RAM6存储引导信号的解调数据IR，RAM7存储引导信号的解调数据QR，在供给与下一引导信号对应的解调数据IR和QR之前保持实数数据。即，RAM6和RAM7将存储的解调数据延迟与各引导信号的发生间隔的1间隔相当的时间，作为延迟解调数据dIR和dQR而输出(步骤S2)。
另外，从RAM7输出的延迟解调数据dQR由符号反相电路10使正负符号反相后而输出。
引导信号的解调数据IR、解调数据QR、延迟解调数据dIR和符号反相后的延迟解调数据dQR供给复数乘法电路11，进行复数乘法运算。复数乘法电路11的运算结果分割为实数成分数据RN和虚数成分数据JN，从复数乘法电路11输出(步骤S3)。
在ROM12中，读出与从复数乘法电路11输出的实数成分数据RN和虚数成分数据JN对应的逆正切函数数据，根据这些值计算相邻的引导信号间的相位变化量PS并输出(步骤S4)。
累积加法电路15将在同一符号内从ROM12输出的相邻的引导信号间的各相位变化量PS进行1符号时间的累积相加。在1符号的累积相加结束时，输出累积相加结果，并将累积相加值进行初始化处理(步骤S5)。
在每次1符号的处理结束时从累积加法电路15输出的累积相加结果供给环形滤波器50。累积相加结果由环形滤波器50除去不需要的噪音成分后作为相位变化数据PS1而输出(步骤S6)。
时钟振荡控制电路60如上述那样从作为所检测的同一符号内的各引导信号的相位变化量的累积相加值的相位变化数据PS1中检测在相位变化量数据PSI中存在的时钟信号的频率误差和相位误差，并根据该时钟信号的频率误差和相位误差输出用于控制时钟信号振荡器116的振荡频率的控制信号CS(步骤S7)。
这样，图1所示的A/D变换电路105、副载波频率信号解调电路120、时钟信号再生电路130和时钟信号振荡器116就构成用于控制时钟信号的频率的PLL电路。
在本实施例中，如上所述，在选择引导信号后，通过进行复数乘法运算，将在同一符号内相邻的引导信号间的相位变化量作为参量而得到所持有的数据。即，在本实施例中，如图3(c)所示，计算与同一符号内的引导信号对应的副载波频率成分的相位变化量。这样，即使在各符号间的副载波的相位不发生变化时也可以检测由时钟信号的频率误差和相位误差引起的相位变化量，从而可以提高时钟信号的引入性能。
另外，设从同一符号内的最低频率的引导信号SP0到最高频率的引导信号SP3的相位变化量94为例如+3π时，上述相位变化量94不用像本实施例那样进行累积相加计算，而可以考虑进行1次计算。但是，可以由运算电路13进行1次计算的相位变化量的最大值为+2π，例如即使是+3π的相位变化用进行1次计算时，将虚拟地计算出+π的相位变化量，所以，将不能进行正确的计算。
通常，符号内的引导信号的数是多个，所以，相邻的引导信号间的相位变化量91～93不会大于+2π，但是，作为同一符号内的相位变化量94，可以考虑大于+2π的例如+3π的情况。
与此相反，在本实施例中，相邻的引导信号间的相位变化量91～93如果分别小于+2π，则从同一符号内的最低频率的引导信号SP0到最高频率的引导信号SP3的总的相位变化量94即使大于+2π，相邻的引导信号间的各相位变化量91～93也在1符号时间内进行累积相加计算，所以，可以正确地计算同一符号内的相位变化量94，从而可以将从同一符号内的最低频率的引导信号SP0到最高频率的引导信号SP3的相位变化量94的检测范围扩展到+2π以上。
另外，如上所述，由于符号内的引导信号的数是多个，所以，例如通过在比1符号期间短的期间间隔计算相位变化量，便可提高相位变化量94的计算频度。这时，由于提高了相位变化量的计算精度，所以，可以提高时钟信号的引入速度和性能。
此外，如上所述，如果提高了时钟信号的引入性能，就可以抑制解调时由副载波间的干涉引起的干扰，从而可以提高再生信号的位误码率特性。
实施例2．在上述实施例1中，利用了引导信号的相位信息，但是，在实施例2中，则利用TMCC信号或AC信号的相位信息。
TMCC信号是用于传输复用控制(Transmission andMultiplexing Configuration Control)的信号，是传输由受信机解调传输的信号所必须的最基本的信息例如包括调制方式及错误订正编码方式等的传输参量等的信号。AC信号是用于传输例如副声音及文字信息等附加信息的副频道(Auxiliary Channel)的信号。
在日本的地面波数字广播标准的OFDM传输中，由DQPSK等指定副载波的调制的差动调制部与由QPSK、QAM等指定调制的同步调制部混合存在而进行传输。在上述同步调制部中，作为同步调制用信号，包含引导信号，但是，在差动调制部中，则不包含引导信号。因此，在上述实施例1中，在接收差动调制部时，不能计算相位变化量。因此，在本实施例中，在接收差动调制部时，取代引导信号，根据与TMCC信号和AC信号对应的副载波频率成分的相位信息计算相位变化量。
按照上述日本的地面波数字广播标准，与同一符号内的TMCC信号和AC信号对应的副载波的频率成分全部以同一相位进行传输。因此，和上述实施例1所示的引导信号一样，使用TMCC信号和AC信号的相位信息可以很容易地计算同一符号内的相位变化量。
图5是表示本发明实施例2的时钟信号再生电路的结构的框图。
在图5所示的时钟信号再生电路131中，对于与图13所示的先有的时钟信号再生电路115和图2所示的实施例1的时钟信号再生电路130相同功能的部分标以相同的符号。
另外，使用本发明实施例2的时钟信号再生电路131的OFDM受信机的结构和在实施例1中使用的图1的结构相同。
图5的本实施例的时钟信号再生电路131与图2的实施例1的时钟信号再生电路130不同的地方在于，在时钟信号再生电路130中，从解调数据IR和QR中仅选择与由发信侧规定的引导信号对应的数据的第1选择单元是选择器30和40，但是，阿时钟信号再生电路131中，从解调数据IR和QR中仅选择与由发信侧规定的TMCC信号和AC信号对应的数据的第2选择单元是选择器33和43。
选择器33具有从解调数据IR中仅选择与TMCC信号和AC信号对应的数据的开关功能。同样，选择器43具有从解调数据QR中仅选择与TMCC信号和AC信号对应的数据的开关功能。
另外，由于TMCC信号和AC信号在同一符号内以同一相位进行传输，所以，不需要在实施例1中所需要的相位修正电路32和42。对于上述以外的结构，和实施例1相同。
下面，说明本发明实施例2的动作。
实施例2的动作，使用图4说明的实施例1的动作的步骤S1不是选择引导信号的处理，而是变更为选择TMCC信号和AC信号的处理。因此，在此后的处理步骤中所使用的引导信号也变更为TMCC信号和AC信号。
如上所述，通过使用TMCC信号和AC信号，在不包含引导信号的差动调制部中也可以计算同一符号内的副载波频率成分的相位变化量。另外，通过利用TMCC信号和AC信号，可以增加用于检测相位变化量的频率成分的数，用于提供了了相位变化量的计算频度，所以，就提高了相位变化量的计算精度，从而可以提高时钟信号的引入速度和性能。
实施例3．在上述实施例1中，利用了引导信号的相位信息，而在实施例2中利用了TMCC腥和AC信号的相位信息，但是，在实施例3中，则对各受信调制部切换利用引导信号、TMCC信号和AC信号。
如上所述，在日本的地面波数字广播标准的OFDM传输中，由DQPSK等指定副载波的调制的差动调制部与由QPSK、QAM等指定调制的同步调制部混合存在而进行传输，在上述同步调制部中，作为同步调制用信号，包含引导信号，但是，在差动调制部中，则不包含引导信号。TMCC信号和AC信号与是同步调制部或差动调制部无关地包含在其中，但是，包含在同步调制部中时与包含在差动调制部中时传输的频率的配置一部分不同。另外，用于同步调制部和差动调制部混合存在而从输出侧传输输出，所以，利用TMCC信号传输各调制部的切换的时刻信息。在受信侧，通过分析(译码)TMCC信号，检测所接收的调制信号内的上述各调制部切换的时刻信息，并使用该时刻信息进行适用于各调制部的解调。
因此，在OFDM受信机中，从开始进行接收的时刻到对TMCC信号进行译码的期间，同步调制部和差动调制部在什么时刻进行切换，不明确。因此，在本实施例中，在受信的初始状态，仅利用与差动调制部和同步调制部以共同的频率配置传输的TMCC信号和AC信号对应的频率成分的相位信息计算相位变化量，通过对TMCC信号进行译码，检测时刻信息，在差动调制部和同步调制部的传输输出中的配置已清楚的状态，就利用对各调制部特定的频率配置的引导信号、TMCC信号、AC信号的相位信息计算相位变化量。
图6是表示本发明实施例3的时钟信号再生电路的结构的框图。
在图6所示的时钟信号再生电路132中，对于与图13所示的先有的时钟信号再生电路115、图2所示的实施例1的时钟信号再生电路130和图5所示的实施例2的时钟信号再生电路131相同功能的部分标以相同的符号。
另外，使用本发明实施例3的时钟信号再生电路132的OFDM受信机的结构和在实施例1中使用的图1的结构相同。
图6的本实施例的时钟信号再生电路132与图2的实施例1的时钟信号再生电路130或图5的实施例2的时钟信号再生电路131不同的地方在于，在时钟信号再生电路130或时钟信号再生电路131中，选择单元仅是作为第1选择单元的选择器30和40或作为第2选择单元的选择器33和43，但是，在本实施例的时钟信号再生电路132中，则具有作为第1选择单元的选择器30和40以及作为第2选择单元的选择器33和43，并设置了判断为了控制该选择单元的动作而输入时钟信号再生电路132的解调数据是差动调制部或同步调制部的信号判断电路71和72(信号判断单元)。
选择器30和选择器33并联连接在信号判断电路71与差动解调电路3之间。同样，选择器40和选择器43也并联连接在信号判断电路72与差动解调电路3之间。
解调数据IR和由后面所述的译码电路141将TMCC信号译码的结果的时刻信息输入信号判断电路71。另外，信号判断电路71输出解调数据IR和用于控制选择器30和选择器33的选择动作的控制信号。同样，解调数据QR和由译码电路141将TMCC信号译码的结果的时刻信息输入信号判断电路72。另外，信号判断电路72输出解调数据QR和用于控制选择器40和选择器43的选择动作的控制信号。
译码电路141是位于副载波频率解调电路120的后级的输出生成电路140内的电路，是解读(译码)由发信侧编码的信号的电路。如前所述，在本实施例的TMCC信号中，包含在输出侧切换同步调制部和差动调制部的时刻信息。因此，在译码电路141中，通过将TMCC信号译码，可以得到同步调制部和差动调制部切换的时刻信息。得到的时刻信息向信号判断电路71和72传输。
下面，说明图6所示的本发明的实施例3的动作。
实施例3的动作，使用图4说明的实施例1的动作中的步骤S1不是选择引导信号的处理而变更为由信号判断电路71和72选择作为第1选择单元的选择器30和40以及作为第2选择单元的选择器33和43的处理。利用该处理和各选择器固有的功能，正确地输出引导信号、TMCC信号和AC信号的相位信息。
图7是表示本实施例3与实施例1不同的动作部分的流程图。
在接收开始，初始的TMCC信号还未进行译码的状态，信号判断电路71和72在从副载波频率信号解调电路120的FFT112输出的解调数据IR和QR中利用选择器33和选择器43选择并输出与在差动调制部和同步调制部以共同的频率配置传输的TMCC信号和AC信号对应的数据(步骤S11)。
信号判断电路71和72在译码电路141结束TMCC信号的译码后，判断是否输入了时刻信息(步骤S12)，在输入了时刻信息时(步骤S12:yes)，就进入步骤S13，在未输入时刻信息时(步骤S12:no)，就返回到步骤S11。
信号判断电路71和72根据输入的时刻信息判断解调数据IR和QR是否为同步调制部(步骤S13)，是同步调制部时(步骤S13:yes)，就进入步骤S14，不是同步调制部时(步骤S13:no)，就进入步骤S15。
在选择器30和40中，判断输入的解调数据IR和QR的同步调制部是否为引导信号(步骤S14)，是引导信号时(步骤S14:yes)，就进入步骤S16，不是引导信号时(步骤S14:no)，就进入步骤S15。
在选择器33和43中，输出TMAC信号和AC信号的相位信息(步骤S15)，选择器30和40输出引导信号的相位信息(步骤S16)。
信号判断电路71和72判断输入的解调数据IR和QR是否结束(步骤S17)，已结束时(步骤S17:yes)，就进入图4的步骤S2，未结束时(步骤S17:no)，就返回到步骤S13。
如上所述，在本实施例中，在接收开始之后，通过选择利用与在差动调制部和同步调制部以共同的频率配置传输的TMCC信号和AC信号对应的副载波频率成分的数据，可以与是差动调制部或同步调制部无关地进行时钟信号的引入。
另外，在判断了TMCC信号已译码的各调制部的频率配置后，通过选择与包含在各调制部中的很多引导信号或TMCC信号和AC信号对应的选择单元，可以增加用于检测相位变化量的副载波频率成分的数。
如上所述，通过利用引导信号、TMCC信号和AC信号的全部信号，可以增加用于检测相位变化量的频率成分的数，通过提高相位变化量的计算频度，可以提高相位变化量的计算精度，从而可以提高时钟信号的引入速度和性能。
实施例4．
在上述实施例1中，在运算单元13中计算相位变化量PS时，从复数乘法电路11输出的实数成分RU和虚数成分JN的数据供给ROM12，从存储反正切函数数据的ROM12输出与输入的实数成分RN和虚数成分JN数据对应的相位变化量数据PS。这里，例如在使用反正切函数计算的相位的值与±π/4相比非常小时，如后面所述，就可以使用正切函数来近似。在本实施例中，利用可以用正切函数近似这一点，对于从运算单元输出的相位变化量数据就以正切函数的近似值输出。
图8是表示本发明实施例4的时钟信号再生电路的结构的框图。
在图8所示的时钟信号再生电路133中，对于与图13所示的先有的时钟信号再生电路115、图2所示的实施例1的时钟信号再生电路130相同功能的部分标以相同的符号。
另外，使用本发明实施例4的时钟信号再生电路133的OFDM受信机的结构和在实施例1中使用的图1的结构相同。
图8的实施例4的时钟信号再生电路133与图2的实施例1的时钟信号再生电路130不同的地方在于，在时钟信号再生电路130中，在运算单元13中设置了ROM12，但是，在本实施例的时钟信号再生电路133中，在运算单元70中设置了正切运算电路25。
正切运算电路25是根据从复数乘法电路11输出的实数成分RN和虚数成分JN的数据计算正切函数的值的正切函数计算电路。
复数乘法电路11如在先有的时钟信号再生电路115的说明中所示的那样进行式(1)所示的运算。然而，设例如同一符号内的各副载波频率成分的振幅为A、相位为θ、与第f个引导信号对应的副载波频率成分为Afe↑(jθf)时，则式(1)可以像以下式(2)那样表示为复数形式。
(Afe↑(jθf))(Af-1e↑(-jθf-1))=Af-iAfcos(θf-θf-1)+jAf-1Afsin(θf-θf-1)=Re+Im …(2)根据实数式(2)的实部Re和虚部Im计算tan(θf-θf-1)。这里，通常，利用θf-θf-1与±π/4相比是非常小的值这一点来近似计算相位变化量θf-θf-1。
Im/Re=tan(θf-θf-1)≈θf-θf-1…(3)
下面，说明图8所示的本发明实施例4的动作。
在本实施例4的动作中，使用图4说明的实施例1的动作中的步骤S4的处理不是计算与由实施例1的ROM12输入的数据对应的反正切函数的相位变化量数据PS的处理，而是变更为根据由正切计算电路25输入的数据计算正切函数的相位变化量数据PS的处理。其他的本实施例4的动作和实施例1的动作相同。
具体而言，在时钟信号再生电路130中，复数乘法电路11的输出输入ROM12，从ROM12输出相位变化量数据PS，但是，在本实施例的时钟信号再生电路133中，运算单元70中的复数乘法电路11的输出输入正切计算电路25，从正切计算电路25输出相位变化量数据PS。
如上所述，通过采用使用正切函数来近似的相位变化量数据PS，即使不像实施例1那样使用ROM12，仅计算正切函数的值也可以很容易地计算出相位变化量PS。
实施例5．在上述实施例4中，在相位变化量PS的值非常小时，利用使用反正切函数计算的相位的值可以用正切函数来近似这一点，不使用ROM12，但是，在本实施例5中，则用正弦函数近似使用反正切计算的相位的值来计算相位变化量PS。
图9是表示本发明实施例5的时钟信号再生电路的结构的框图。
在图9所示的时钟信号再生电路134中，对于与图13所示的先有的时钟信号再生电路115和图2所示的实施例1的时钟信号再生电路130相同功能的部分标以相同的符号。
另外，使用本发明实施例5的时钟信号再生电路134的OFDM受信机的结构和在实施例1中使用的图1的结构相同。
图9的本实施例的时钟信号再生电路134与图2的实施例1的时钟信号再生电路130不同的地方在于，在时钟信号再生电路130中，在运算单元13中设置了ROM12，但是，在本实施例的时钟信号再生电路134中，在运算单元73中除了复数乘法电路11外，没有设置任何东西。
在本实施例中，在θf-θf-1的值相对于±π/4非常小时，上述实施例4的说明中所示的式(2)中的虚部Im的值利用可以用以下所示的式(4)近似的事实。
Af-1Afsin(θf-θf-1)≈Af-1Af(θf-θf-1)…(4)在式(4)中，从复数乘法电路11计算的各Af-1Af的变化量小，并且，在由累积加法电路15在1符号中累积相加的结果视为是例如对1符号内的相位变化量乘以一定的值时，式(4)的值就表示相位变化量，从而可以检测与时钟信号的相位误差和频率误差对应的值。即，相位变化量PS可以用式(2)的虚部近似。
下面，说明图9所示的本发明实施例5的动作。
在本实施例5的动作中，使用图4说明的实施例1的动作中的步骤S4的处理不是计算与由实施例1的ROM12输入的数据对应的反正切函数的相位变化量数据PS的处理，而是变更为将从复数乘法电路11输出的虚数成分JN数据作为相位变化量数据PS使用的处理。不使用从复数乘法电路11输出的实数成分RN数据。其他的本实施例5的动作和实施例1的动作相同。
具体而言，在时钟信号再生电路130中，复数乘法电路11的输出输入ROM12，从ROM12输出相位变化量数据PS，但是，在本实施例的时钟信号再生电路134中，从运算单元73中的复数乘法电路11直接输出虚数成分JN数据作为相位变化量数据PS。
这样，通过用正弦函数近似来计算相位变化量PS，可以直接将复数乘法电路11的乘法运算结果的虚数成分数据作为相位变化量PS利用，即使与在实施例4中所示的正切函数的近似比较，也可以省略将虚部Im用实部Re相除的处理，所以，可以很容易地得到相位变化量。
实施例6．在上述实施例5中，由运算单元73使用正弦函数近似来计算相位变化量PS，但是，在本实施例6中，仅将使用正弦函数近似的值的极性作为相位变化量PS从运算单元74而输出。
图10是表示本发明实施例6的时钟信号再生电路的结构的框图。
在图10所示的时钟信号再生电路135中，对于与图13所示的先有的时钟信号再生电路115和图2所示的实施例1的时钟信号再生电路130相同功能的部分标以相同的符号。
另外，使用本发明实施例6的时钟信号再生电路135的OFDM受信机的结构和在实施例1中使用的图1的结构相同。
图10的本实施例的时钟信号再生电路135与图2的实施例1的时钟信号再生电路130不同的地方在于，在时钟信号再生电路130中，在运算单元13中设置了ROM12，但是，在本实施例的时钟信号再生电路135中，在运算单元74中设置了极性检测电路26。
在上述实施例5中，在式(4)中，表示的是作为频率成分的振幅值的乘法结果的Af-1Af由复数乘法电路11计算的各变化量小、与相位变化量PS比较可以不计的情况。但是，在式(4)中，在Af-1Af的变化量与相位变化量PS相比不能不计时，则例如将式(2)的虚部的极性作为相位变化量PS处理的方法可以将近似计算的误差抑制小。因此，在本实施例中，在运算单元74中设置了根据复数乘法电路11的输出检测式(2)的虚部的极性的极性检测电路26。在式(2)的虚部的极性为正时，由极性检测电路26将+1作为相位变化量PS而输出，在极性为负时，就将-1作为相位变化量PS而输出。
下面，说明图10所示的本发明实施例6的动作。
在本实施例6的动作中，使用图4说明的实施例1的动作中的步骤S4的处理不是计算与由实施例1的ROM12输入的数据对应的反正切函数的相位变化量数据PS的处理，而是变更为根据从复数乘法电路11输出的虚数成分JN数据检测极性的处理。不使用从复数乘法电路11输出的实数成分RN数据。其他的本实施例6的动作和实施例1的动作相同。
具体而言，在时钟信号再生电路130中，复数乘法电路11的输出输入ROM12，从ROM12输出相位变化量数据PS，但是，在本实施例的时钟信号再生电路135中，运算单元74中的复数乘法电路11的虚数成分JN数据输出输入极性检测电路26，从极性检测电路26输出相位变化量数据PS。
这样，通过以用正弦函数近似的值的极性来输出相位变化量PS，可以直接将复数乘法电路11的输出中的虚数成分数据的极性直接作为相位变化量PS来利用，即使与利用实施例4中所示的正切近似的值相比，也可以省略将虚部Im用实部Re相除的运算处理，从而可以很容易地得到相位变化量。另外，与利用在实施例5中所示的正弦函数近似的值相比时，如上所述，在作为频率成分的振幅值的乘法运算结果的Af-1Af的值每次计算变化都大从而不能不计时，则具有可以提高相位变化量的计算精度的优点。
实施例7．对于与由实数实施例1、2、3的选择单元选择的引导信号、TMCC信号、AC信号对应的副载波频率成分的相位变化量PS分别判断是否小于指定值，在判定相位变化量PS小于指定值时，就不能根据由运算单元13计算的相位变化量PS来控制衣食住行的频率。
图11是表示本发明实施例7的时钟信号再生电路的结构的框图。
在图11所示的时钟信号再生电路136中，对于与图13所示的先有的时钟信号再生电路115和图2所示的实施例1的时钟信号再生电路130相同功能的部分标以相同的符号。
另外，使用本发明实施例7的时钟信号再生电路136的OFDM受信机的结构和在实施例1中使用的图1的结构相同。
本实施例可以适用于上述所有的实施例，但是，在以下的说明中，假定适用于实施例1．图11的本实施例的时钟信号再生电路136与图2的实施例1的时钟信号再生电路130不同的地方在于，在时钟信号再生电路130中，运算单元13与累积加法电路15直接连接，但是，在本实施例的时钟信号再生电路136中，在运算单元13与累积加法电路15之间，设置了指定值判断电路81(判断单元)和切换电路82(切换单元)。
指定值判断电路81是判断从ROM12输出的相位变化量PS是否小于由用户指定的指定值的电路。切换电路82是在由指定值判断电路81判定相位变化量PS小于指定值时不将相位变化量PS的值向后级的累积加法电路15输出而输出「0」值的电路。
在本实施例中，所谓由用户指定的指定值，即使是解调数据IR和QR不实际输入时钟信号再生电路136的情况，也是从运算电路13发生的高斯噪音的值或加上在运算单元13中发生的运算误差的值后的值。
下面，说明图11所示的本发明实施例7的动作。
实施例7的动作，是追加插入到使用图4说明的实施例1的动作中的相位变化量的运算处理(步骤S4)与累积相加运算处理(步骤S5)之间的处理。其他的本实施例7的动作和实施例1的动作相同。
具体而言，在时钟信号再生电路130中，由运算单元13计算的相位变化量PS直接输入累积加法电路15，但是，在本实施例的时钟信号再生电路136中，从运算单元13输出的相位变化量PS输入指定值判断电路81后，通过切换电路82输入累积加法电路15。
图12是表示本实施例7的插入到实施例1的动作的步骤S4与步骤S5之间的部分的动作的流程图。
指定值判断电路81判断从运算单元13输出的相位变化量PS是否小于用户设定的指定值(步骤S21)，在小于指定值时(步骤S21:yes)，就进入步骤S22，在不小于指定值时(步骤S21:no)，就进入步骤S23。
切换电路82在相位变化量PS小于用户设定的指定值时就不将相位变化量PS向后级的累积加法电路15输出而输出相位变化量=0(步骤S22)。
切换电路82在相位变化量PS大于用户设定的指定值时，就将相位变化量PS向后级的累积加法电路15输出(步骤S23)。
如上所述，在从运算单元13输出的相位变化量PS小于指定值时通过令相位变化量为0，便可消除高斯噪音或计算误差作为相位变化量PS而由累积加法电路15进行累积相加运算，可以从相位变化量PS中除去不需要的噪音成分，提高相位变化量的计算精度，所以，可以提高时钟信号的引入速度。
本发明如上述说明那样构成，具有以下效果。
本发明的时钟信号再生电路和时钟信号再生方法将信号中的指定的成分间的相位变化量累积相加，计算信号的相位误差，所以，可以检测时钟信号中的由频率误差或相位误差引起的相位误差，从而可以改善时钟信号的引入性能。
改善了的引入性能减少副载波间的干涉，从而可以改善再生信号的位误码率特性。另外，即使相邻的引导信号间的一次所能计算的相位变化量的最大值是+2π，通过累积相加同信号中的相位变化量，便可使相位误差检测范围大于+2π。
作为本发明的一个发现，指定成分包含引导信号成分，所以，各信号中具有多个引导信号，从而可以高精度地计算同一符号内的相位变化量。并且，可以改善时钟信号的引入速度和性能。
作为本发明的其他发现，指定的成分包含传输和复用化的TMCC信号成分或AC信号成分或两者都包含，所以，各信号中具有多个TMCC信号成分和AC信号成分，从而可以高降低地计算同一符号内的相位变化量。并且，可以改善时钟信号的引入速度和性能。
作为本发明的其他发现，指定的成分包含从成分相干调制的成分中选择的引导信号成、从差动式调制的成分中选择的TMCC信号成分和AC信号成分，所以，时钟信号不论使用受信信号的差动式调制的部分还是相干调制的部分都可以引入，另外，在识别了各调制部的频率配置后，时钟信号的引入速度还性能可以通过从引导信号成分、TMCC信号和AC信号中的哪一个中抽出更多的成分而得到改善。由于提高了时钟信号的引入速度，所以，在受信开始之后，便可早期地提高再生信号的位误码率特性。
作为本发明的其他的发现，相位变化量可以使用正切近似、正弦近似或极性值进行计算，所以，相位变化量不使用存储反正切函数数据的ROM就可以进行计算。
作为本发明的其他发现，比指定值小的相位变化量被设定为0，所以，可以从相位误差信号中除去运算误差引起的噪音和高斯噪音，从而可以改善时钟信号的引入速度和性能。
权利要求
1．一种接收解调信号、从解调信号中检测相位误差并且根据上述相位误差控制时钟信号振荡器、解调信号从通过正交频率分割复用方式传输来的信号中得到、解调信号分割为连续的信号、各信号具有与不同的副载波频率对应的多个成分的时钟信号再生电路，其特征在于具有从上述解调信号的各信号成分中选择指定的成分的选择单元、存储由上述选择单元所选择的指定的成分的存储单元、为了计算各上述信号内的上述指定的成分的不同的1组间的相位变化量而使用上述存储单元所存储的指定的成分的运算单元和通过对各上述信号累积相加计算上述相位变化量而得到上述相位误差的累积加法单元。
2．按权利要求1所述的时钟信号再生电路，其特征在于上述指定的成分包含引导信号的成分。
3．按权利要求1所述的时钟信号再生电路，其特征在于上述指定的成分包含传输和复用化结构控制信号成分。
4．按权利要求1所述的时钟信号再生电路，其特征在于上述指定的成分包含副频道信号成分。
5．按权利要求1所述的时钟信号再生电路，其特征在于进而具有判断上述信号的成分是否分别进行了相干调制或差动式调制的信号判断单元，对相干调制的成分，由选择单元选择引导信号成分作为上述指定的成分，对差动式调制的成分，由上述选择单元选择传输和复用化结构控制信号成分以及副频道信号成分作为上述指定的成分。
6．按权利要求1到5任一项所述的时钟信号再生电路，其特征在于上述运算单元为了计算上述相位变化量而使用正切近似。
7．按权利要求1～5的任一权项所述的时钟信号再生电路，其特征在于上述运算单元为了计算上述相位变化量而使用正弦近似。
8．按权利要求1-5的任一权项所述的时钟信号再生电路，其特征在于上述运算单元输出极性值作为上述相位变化量。
9．按权利要求1～5的任一权项所述的时钟信号再生电路，其特征在于进而具有将指定值与上述相位变化量进行比较并对上述小于指定值的相位变化量变更为0的判断单元。
10．一种从解调信号中检测相位误差并且根据上述相位误差控制时钟信号振荡器、解调信号从通过正交频率分割复用方式传输来的信号中得到、解调信号分割为连续的信号、通过各信号具有与不同的副载波频率对应的多个成分而根据解调信号再生时钟信号的时钟信号再生方法，其特征在于包括从上述解调信号的各上述信号的成分中选择指定的成分的选择步骤、将上述指定的成分存储到存储单元中的存储步骤、为了计算各上述信号中的上述指定的成分不同的1组间的相位变化量而使用上述存储单元存储的指定的成分的步骤和为了得到上述相位误差而对各上述信号累积相加上述相位变化量的步骤。
全文摘要
时钟信号再生电路。解调信号分割为连续的信号,各信号具有与不同的副载波频率对应的成分。时钟信号再生电路选择引导信号的成分、控制传输和复用化的结构的信号成分或副频道信号成分那样的指定的成分,计算相位变化量。这些相位变化量对各符号进行相加运算,可以检测大的相位误差,即使不存在频率误差也可以检测相位误差。
文档编号H04L27/26GK1313684SQ0110127
公开日2001年9月19日 申请日期2001年1月15日 优先权日2000年3月15日
发明者前野晶子, 藤原卓, 井户纯 申请人:三菱电机株式会社