本发明涉及一种功率器件及优化该功率器件的方法，具体来说，涉及一种具有多个射频横向双扩散功率晶体管管芯的功率器件及优化该功率器件的方法。
背景技术：
：射频横向双扩散功率晶体管(RFLDMOS)是半导体集成电路技术与微波电子技术融合而成的新一代集成化的固体微波功率半导体产品，其具有增益高、耐压高、输出功率大、热稳定性好、效率高、宽带匹配性能好、易于和MOS工艺集成等优点，并且价格远低于砷化镓器件，被广泛用于GSM、PCS、W-CDMA基站的功率放大器，以及无线广播与核磁共振等方面。目前，为了提高射频横向双扩散功率晶体管的线性度，采用数字预失真技术，但是，该技术具有结构复杂、功耗高、不利于调试等缺点。技术实现要素：为克服现有技术的不足，本发明提供一种功率器件及优化功率器件的方法。根据本发明的功率器件包括两个以上的射频横向双扩散功率晶体管管芯，该两个以上的射频横向双扩散功率晶体管管芯包括第一射频横向双扩散功率晶体管管芯和第二射频横向双扩散功率晶体管管芯，第一射频横向双扩散功率晶体管管芯包括第一N型源极、第一N型漏极以及设置在第一N型源极与第一N型漏极之间的第一P型体区；第二射频横向双扩散功率晶体管管芯包括第二N型源极、第二N型漏极以及设置在第二N型源极与第二N型漏极之间的第二P型体区；其中，第一射频横向双扩散功率晶体管管芯的阈值电压与第二射频横向双扩散功率晶体管管芯的阈值电压不同。根据本发明的一个实施例，功率器件可以为平衡式功率放大器，平衡式功率放大器可以包括并联的第一放大器与第二放大器，第一射频横向双扩散功率晶体管管芯设置在第一放大器内，第二射频横向双扩散功率晶体管管芯设置在所述第二放大器内。根据本发明的一个实施例，第一射频横向双扩散功率晶体管管芯的阈值电 压与第二射频横向双扩散功率晶体管管芯的阈值电压的差值可以为0.5V～1V。根据本发明的一个实施例，功率器件可以为多胞合成功率晶体管，第一射频横向双扩散功率晶体管管芯的阈值电压与第二射频横向双扩散功率晶体管管芯可以直接相连。根据本发明的一个实施例，第一射频横向双扩散功率晶体管管芯的阈值电压与第二射频横向双扩散功率晶体管管芯的阈值电压的差值可以为0.2V～0.5V。根据本发明的一个实施例，功率器件可以为多插指并联管芯。根据本发明的一个实施例，第一射频横向双扩散功率晶体管管芯的阈值电压与第二射频横向双扩散功率晶体管管芯的阈值电压的差值可以为0.2V以下。根据本发明的一个实施例，多插指并联管芯还可以包括第三射频横向双扩散功率晶体管管芯，其中，第一射频横向双扩散功率晶体管管芯、第二射频横向双扩散功率晶体管管芯和第三射频横向双扩散功率晶体管管芯根据各自的阈值电压的值的高低，以间隔的方式并联在所述多插指并联管芯中。根据本发明的优化功率器件的方法，功率器件包括两个以上的射频横向双扩散功率晶体管管芯，所述两个以上的射频横向双扩散功率晶体管管芯包括第一射频横向双扩散功率晶体管管芯和第二射频横向双扩散功率晶体管管芯，第一射频横向双扩散功率晶体管管芯包括第一N型源极、第一N型漏极以及设置在第一N型源极与第一N型漏极之间的第一P型体区；第二射频横向双扩散功率晶体管管芯包括第二N型源极、第二N型漏极以及设置在第二N型源极与第二N型漏极之间的第二P型体区；其中，所述方法包括：通过改变第一P型体区和第二P型体区的掺杂浓度来调整第一射频横向双扩散功率晶体管管芯和第二射频横向双扩散功率晶体管管芯的阈值电压，使得第一射频横向双扩散功率晶体管管芯的阈值电压与所述第二射频横向双扩散功率晶体管管芯的阈值电压不同。根据本发明的优化功率器件的方法，功率器件为多插指并联管芯，所述多插指并联管芯包括多个叉指，所述多个叉指根据各自的阈值电压的值的高低，以间隔的方式并联在所述多插指并联管芯中，每个叉指包括N型源极、N型漏极以及设置在N型源极与N型漏极之间的P型体区；其中，所述方法包括：在所述P型体区位置刻蚀出P型体的注入区域，在P型体的注入能量和掺杂浓度不变的情况下，通过改变各叉指的P型体的注入区域的面积来调整各叉指的阈 值电压，使得各叉指的阈值电压不同。通过本发明提供的功率器件及优化功率器件的方法，能够在优化功率器件的线性度的同时，具有结构简单，功耗低，调试方便等特点。附图说明通过下面结合附图进行的对实施例的描述，本发明的上述和/或其他目的和优点将会变得更加清楚，其中：图1示出了一个RFLDMOS功率晶体管在不同静态偏置下非线性跨导的变化情况。图2示出了RFLDMOS管芯的结构图。图3示出了根据本发明实施例1的平衡式功率放大器的结构图。图4示出了根据本发明实施例2的多胞合成功率晶体管的结构图。图5示出了根据本发明实施例3的多叉指并联管芯的图。具体实施方式根据本发明的一个实施例，提供一种包括两个以上的射频横向双扩散功率晶体管管芯的功率器件，该两个以上的射频横向双扩散功率晶体管管芯包括第一射频横向双扩散功率晶体管管芯和第二射频横向双扩散功率晶体管管芯，第一射频横向双扩散功率晶体管管芯包括第一N型源极、第一N型漏极以及设置在第一N型源极与第一N型漏极之间的第一P型体区；第二射频横向双扩散功率晶体管管芯包括第二N型源极、第二N型漏极以及设置在第二N型源极与第二N型漏极之间的第二P型体区；其中，第一射频横向双扩散功率晶体管管芯的阈值电压与第二射频横向双扩散功率晶体管管芯的阈值电压不同。根据本发明的另一实施例，提供一种优化功率器件的方法，所述功率器件包括两个以上的射频横向双扩散功率晶体管管芯，所述两个以上的射频横向双扩散功率晶体管管芯包括第一射频横向双扩散功率晶体管管芯和第二射频横向双扩散功率晶体管管芯，第一射频横向双扩散功率晶体管管芯包括第一N型源极、第一N型漏极以及设置在第一N型源极与第一N型漏极之间的第一P型体区；第二射频横向双扩散功率晶体管管芯包括第二N型源极、第二N型漏极以及设置在第二N型源极与第二N型漏极之间的第二P型体区；其中，所述方法包括：通过改变第一P型体区和第二P型体区的掺杂浓度来调整第一射频横向 双扩散功率晶体管管芯和第二射频横向双扩散功率晶体管管芯的阈值电压，使得第一射频横向双扩散功率晶体管管芯的阈值电压与所述第二射频横向双扩散功率晶体管管芯的阈值电压不同。根据本发明的另一实施例，提供又一种优化功率器件的方法，所述功率器件为多插指并联管芯，所述多插指并联管芯包括多个叉指，所述多个叉指根据各自的阈值电压的值的高低，以间隔的方式并联在所述多插指并联管芯中，每个叉指包括N型源极、N型漏极以及设置在N型源极与N型漏极之间的P型体区；其中，所述方法包括：在所述P型体区位置刻蚀出P型体的注入区域，在P型体的注入能量和掺杂浓度不变的情况下，通过改变各叉指P型体的注入区域的面积来调整各叉指的阈值电压。下面将详细描述本发明的发明原理。首先，本发明以功率放大器非线性跨导表达式以及非线性跨导在不同静态偏置下的变化状态为背景。假设跨导的非线性由高次多项式来表示，为了分析简便，最高只考虑到三次方，则由下式1表示：io(t)＝gm1vi(t)+gm2vi2(t)+gm3vi3(t)(式1)其中，vi(t)为功率放大器的输入电压，io(t)为功率放大器的输出电流，gm1、gm2和gm3分别代表着各阶非线性跨导的系数。当功率放大器的输入用双音信号来表征通信系统常用的调制信号时，由下式2表示：vi(t)＝v·cos(ω1t)+v·cos(ω2t)(式2)其中，ω1和ω2为双音信号中的两个频率，v为信号在这两个频率上的幅度。则代入到上述非线性跨导多项式式1中，得到下式3：io(t)=gm1v(cosω1t+cosω2t)+gm2v2(cosω1t+cosω2t)2+gm3v3(cosω1t+cosω2t)3=gm1v·cosω1t+gm1v·cosω2t+gm2v2·(cos2ω1t+cos2ω2t+2cosω1t×cosω2t)+gm3v3·(cos3ω1t+cos3ω2t+3cosω1t×cos2ω2t+3cos2ω1t×cosω2t)=gm2v2]]>+(gm1v+94gm3v3)·cosω1t+(gm1v+94gm3v3)·cosω2t+12gm2v2·cos2ω1t+12gm2v2·cos2ω2t+gm2v2·cos(ω1±ω2)t+14gm3v3·cos3ω1t+14gm3v3·cos3ω2t+34gm3v3·cos(2ω1±ω2)t+34gm3v3·cos(2ω2±ω1)t]]>(式3)通过上式3可以发现，由于功率放大器的非线性，输出信号最终包含了许多新的频率分量，在最终式3的结果中，第一行gm2v2为直流分量；第二行包括了频率在2ω1和2ω2的二次谐波分量以及频率为ω1±ω2的二阶交调分量；第三行包括了频率在3ω1和3ω2的三次谐波分量；第四行包括了频率在2ω1±ω2和2ω2±ω1的三阶交调分量。由式3中可以看到基频分量中的非线性成分和三阶交调分量均由器件的三次非线性跨导gm3所决定。对于一个RFLDMOS功率晶体管来说，该系数与栅极的偏置电压相关，其变化规律如图1所示。从图1中可以看出，功率放大器在常用的ClassAB模式下其三次非线性跨导gm3是一个负值，这使得基频分量的增益在驱动增大的过程中表现出压缩的变化趋势；而随着静态工作点的调低，器件的三次非线性跨导gm3开始变为一个正值，这使得基频分量的增益在驱动增大的过程中表现出扩展的变化趋势。如果在某种需要两个功率放大器并联的应用状态下，这两个功率放大器的gm3分量能够做到互为相反数的话，就可以使各自的基频分量中的非线性成分互相抵消掉，从而提高增益的线性度。对于另一个线性度相关的三阶交调分量来说，该推断应当同样适用。在本发明中，RFLDMOS管芯的阈值电压通过调整P型体区的掺杂浓度来改变。如图2所示，RFLDMOS管芯包括：背金层1、设置在背金层1上的P+衬底2、设置在P+衬底2上的P型外延层3、设置在P型外延层3上的P型体区7、N-漂移层5和N+漏极4、设置在P型体区7上的N+源极6、以及源极金属8、栅极9、漏极金属10、法拉第屏蔽11。在该结构体中，P型体区7作为P型半导体，将同位N型的漏极4和源极6完全隔离开来，此时该管芯没有导通。当栅极9施加正向电压时，其产生的电场会将P型体区7中的空穴推向衬底2 方向，而将自由电子吸引到栅极9附近。当栅极9的正向电压足够大的时候，其所吸引的自由电子会在P型体区7靠近栅极9表面处形成一个N型沟道，从而将N型的漏极4和源极6连接起来。此时管芯处在开启状态，而对应的栅极电压成为阈值电压。表1中示出了在相同条件下，以硼为掺杂元素，与P型体区7中不同掺杂浓度相对应的阈值电压。表1不同掺杂浓度相对应的阈值电压相对掺杂浓度阈值电压(V)11.41.31.61.61.81.91.92.12.02.42.2这种阈值电压随掺浓度的增大而提高的现象是因为，P型体区7中掺杂的浓度越大，则需要更大的栅极电压来形成沟道，所以阈值电压也更大。需要说明的是，在本发明中，采用硼作为掺杂元素，但本发明不限于此。本发明的优化功率器件的方法，是通过改变P型体区的掺杂浓度来调整不同RFLDMOS管芯的阈值电压，使得不同RFLDMOS管芯的阈值电压不同。下面将参照图3至图5来分别根据本发明构思的实施例1至3。需要说明的是，在下面的实施例1～3的应用中所采用的RFLDMOS管芯的结构与图2类似，因此下文中不再赘述。实施例1图3示出了根据本发明实施例1的平衡式功率放大器的结构图。如图3所示，普通的平衡式功率放大器结构以两个同样偏置状态的功率放大器并行连接，并在输入输出端口辅以3dB电桥进行两路信号的隔离以及吸收反射能量。根据 本发明构思，可以在图3的结构中以栅极静态电压VGQ供给相同的状态下，通过调整各P型体区的掺杂浓度，使得功率放大器101和功率放大器102具有互不相同阈值电压VTH，以调整其偏置状态VGQ-VTH。具体来说，功率放大器101与功率放大器102可以各包括一个RFLDMOS管芯。可以如图2所示中调低功率放大器101的阈值电压，则在栅极静态电压固定的情况下使功率放大器101获得较高的静态偏置，使其增益表现出压缩的变化趋势；而相对的可以调高功率放大器102的阈值电压，则在栅极静态电压固定的情况下使功率放大器102获得较低的静态偏置，使其增益表现出扩展的变化趋势。当平衡式功率放大器中的这两个功率放大器的功率进行合成的时候，其相反的增益变化趋势可以通过合并而相互中和甚至抵消，从而得到相对平衡式功率放大器结构中每个放大器都要更加线性的增益曲线。需要说明的是，根据本发明的平衡式放大器中的两个放大器之间的阈值电压之差可以在0.5V～1V的范围内。实施例2图4示出了根据本发明实施例2的多胞合成功率晶体管的结构图。如图4所示，多胞合成功率晶体管包括第一RFLDMOS管芯203、对应于第一RFLDMOS管芯203的第一内匹配结构201、第二RFLDMOS管芯204以及对应于第二RFLDMOS管芯204的第二内匹配结构202。由于大功率晶体管普遍采用多管芯合成的技术来提高器件整体的功率等级，因此在多胞合成功率晶体管中使用同一个静态栅极电压的状态下，可以调整不同的RFLDMOS管芯203和204的阈值电压以获得不同的静态偏置状态，从而按照上面提到的线性化方法来改善线性度。由于RFLDMOS管芯之间的静态偏置状态不同，因此每个管芯的输出电流也不再一样。在多胞线性化的实现中由于管芯与管芯之间是直接相连的，缺少了平衡式功率放大器中的3dB电桥作为隔离，所以每个管芯的负载是受所有管芯的输出电流所共同调制的，而在封装内的功率合成点，即漏极翅片处每个管芯的电流也最好保证相同。因为相位上的差异可能会在电流合成时造成损失，幅度上的差异可能会使得较大的电流中一部分会流向电流较小的支路，并且通过耦合电容返回到输入端，从而形成一个环路而造成自激。所以该方法中还需要分别调整每个管芯的内匹配结构，使得功率合成处各个管芯的电流完全一样。需要说明的是，根据本发明的多胞合成功率晶体管的各管芯之间的阈值电 压之差可以在0.2V～0.5V。实施例3图5示出了根据本发明实施例3的多叉指并联管芯的图。如图5所示，多叉指并联管芯具有第一叉指301、第二叉指302、第三叉指303、第四叉指304、第五叉指305、第六叉指306和第七叉指307。在本实施例中，多叉指并联管芯的各叉指301～307可以采用如图2所示的RFLDMOS管芯。大功率管芯的各叉指之间可以利用不同的偏置状态来改善线性度。由于管芯各叉指上施加的栅极电压是一样的，所以改变偏置状态仍然可以通过调整各叉指的阈值电压来实现。经调整后，第一叉指301具有高阈值电压，低静态偏置；第二叉指302具有低阈值电压，高静态偏置；第三叉指303具有高阈值电压，低静态偏置；第四叉指304具有低阈值电压，高静态偏置；第五叉指305具有高阈值电压，低静态偏置；第六叉指306具有低阈值电压，高静态偏置；第七叉指307具有高阈值电压，低静态偏置。另外，本实施例中修改阈值电压的方法可以通过修改Pbody光刻板，在叉指的P型体区位置刻蚀出Pbody的注入区域。在Pbody的注入能量和掺杂浓度不变的情况下，通过更改各叉指注入区域的面积变相地调整注入后形成的P型体区的掺杂浓度，从而达到改变阈值电压的目的。使用该方法得到两种或多种偏置状态的叉指通过高低间隔的方式并联，但是其无法像多胞晶体管那种通过调整各管芯的内匹配电路来优化功率合成处的电流的幅度和相位。所以这种方法在多叉指管芯上应用时，各叉指的偏置状态不能相差太大，最好取图1中gm3零点区域附近的两个偏置状态进行中和。需要说明的是，虽然本实施例中的叉指数为7个，但本发明不限于此。另外，多叉指并联的管芯中的叉指与叉指之间的阈值电压之差可以在0V～0.2V。还需说明的是，由图1可以发现，器件的工作状态以及三阶跨导相对偏置状态是比较敏感的，所以阈值电压实际的变化范围不会很大，因此，本发明的平衡式放大器主中的两个放大器之间的阈值电压差别优选为0.5V～1V；多胞合成功率晶体管内各管芯之间的阈值电压差别优选为0.2V～0.5V；多叉指并联的管芯中叉指与叉指之间的阈值电压差别优选为0V～0.2V。另外，所需的偏置状态是在预定栅极静态电压下的偏置状态。综上所述，本发明基于功率放大器非线性成分与静态偏置的对应关系，通过调整器件结构设计出有利于线性度优化的栅极阈值电压，并且分别在平衡功 率放大器结构、多胞合成功率晶体管以及多叉指并联的大功率管芯上实现线性化的目标，从射频电路上提高了线性度，相比当今在大功率射频功率放大器上常用来调整线性度的数字预失真技术，其具有结构简单，功耗低，调试方便等特点。虽然已经参照本发明的示例性实施例具体地示出并描述了本发明，但是本领域普通技术人员将理解，在不脱离如所附权利要求和它们的等同物所限定的本发明的精神和范围的情况下，可以在此做出形式和细节上的各种改变。应当仅仅在描述性的意义上而不是出于限制的目的来考虑实施例。因此，本发明的范围不是由本发明的具体实施方式来限定，而是由权利要求书来限定，该范围内的所有差异将被解释为包括在本发明中。当前第1页1 2 3