专利名称：并联高压金属氧化物半导体场效应晶体管高功率稳态放大器的制作方法
技术领域：
本发明涉及诸如在半导体等离子体处理应用场合使用的高功率射频放大器。本发明特别涉及一种使用高压大管芯千瓦级功率晶体管的高功率放大器。本发明还可应用于诸如无线电通信和感应加热之类的其它射频应用。
在一典型的身频等离子体发生器装置中，高功率射频源产生一预制频率、即，13．56MHZ的射频波，并沿一功率导管传送给一等离子体箱。该射频功率通常以一固定的已知阻抗(即，50欧姆)被提供。一射频驱动信号被产生并被馈送到一功率放大器，该功率放大器以一所希望的功率电平(即，1．25kw，2．5kw，5kw，10kw等)提供射频波。根据该应用，这种波可以诸如2．0MHZ，4．0MHZ，27．12MHZ或40．68MHZ的另外频率被提供。
传统的等离子体RF功率放大器使用工作电压(即VCE或VDS)在40和50伏之间的RF双极或RFMOSFET晶体管。这些半导体器件具有的击穿电压(VCEO或VDSS)在100和150伏之间。用于这些RF放大器的双极晶体管是市场上可买到的例如Motorola MRF 448，CSF Thomson TH430，GHZ Technologys200，或philipsBLW96，其典型售价约为每个50美元。2．5kw放大器通常使用并联协同工作的8个推挽对，一个晶体管用于每一推挽对的正相和反相部分中的一相(总共16个晶体管)。以低压RF双极或MOSFET晶体管为基础的RF发生器能够实现用于等离子体的良好稳定性和性能。工作在大约45伏的这种结构的典型放大器对所建立的特殊系统相当不敏感，使得它无须提供有效的设备接口从而使得用户方便，例如能够对于一所希望的应用引燃和维持等离子体。
近来，在RF放大设计者中关注的是由低压RF双极性或RFMOSFET晶体管来替代高压MOSFET晶体管的使用的研究。例如，在1998年3月10日授予专利的美国专利No．5726603中对此已有披露。最初打算用在开关电源中的高电压MOSFET具有高的漏-源击穿电击VDSS，低的结-壳热电阻ROJC和低的漏极-源极导通电阻RDS-ON。由相当大的管芯(即，100000平方密耳)所构成的这些晶体管可具有一高的增益带宽乘积FT。这些大管芯被设计成具有一最小的源极和栅极连线的大的单个芯片晶体管，而不像低压RF双极性和MOSFET管芯那样被设计成具有大量发射极(源极)和基极(栅极)连线的多个小单元。高压大管芯设计使得高压MOSFET晶体管较好地适应大批量生产，而这正是开关型市场(switch-modemarket)所需要的。其结果，对于标准TO-247封装的1KV击穿电压(VDSS)器件来说，实现了较低的封装晶体管成本典型地约为17美元或更低。基于这些器件的放大器在160伏DC工作情况下在350瓦功率输出时在13．56MHZ处可实现约为15至16分贝的功率增益。进入各种VSWR负载的实际稳定的增益取决于所使用的电路拓朴结构，并且依据该器牛制造者可在12至13分贝范围。由于在它们当前需要制造空间的排列构成中非常小的可利用足迹，所以半导体等离子体处理设备业当前要求低成本和非常小尺寸的等离子体发生器。具有创新的电路拓朴结构、使用表面装配技术和改进的冷却方法的高压MOSFET被认为是为满足这种要求所提供的一可能解决办法。
任何RF功率放大器需要保持或超过现行设备的工作可靠性，即建立在放大器设计基础上的低压RF双极性晶体管的工作可靠性。除了在开关模式电路拓朴结构中的高压开关MOSFET晶体管的使用之外，主要的可能性包括具有RF电路拓朴结构的高压开关MOSFET晶体管的使用。
在过去几年中，研制了用于开关电源的改进高压MOSFET晶体管。就漏－源击穿电压VDSS、漏极至源极导通状态电阻RDS-ON、结-壳热电阻ROJC、总的栅极电荷Qq和漏极至源极的电压变化率dv／dt等方面而言，这些器件的性能得到了稳定的改进。在美国专利No．5726603中通过背景技术和所披露的内容描述了该技术的状况。
本发明的一个目的是提供一种避免了已有技术的缺陷并且从一紧凑和高效封装中提供RF功率的高功率RF放大器。
一个更特定的目的是提供一种具有优良的散热和能量供给特性的RF功率发生器，从而在等离子体应用中放大器部件可经得起来自固有的功率周期所感应的热冲击。
本发明的一特定目的是实现在一给定的多管芯晶体管器件上与每一管芯相关的改进的结温度。
本发明的另一目的是提供一种高功率晶体管放大器，这种放大器实现均衡的推挽操作和在该放大器所使用的多个晶体管管芯之间承受良好的热平衡。
本发明的一个更特定的目的是在一给定的多管芯晶体管器件中的管芯之间实现改进的结温度跟踪。
本发明另一目的是在一宽的输出功率动态范围内提高功率均衡和热均衡并且进入一宽的负载电压驻波(VSWR)范围。
根据本发明的一个方面，提供了一种用来放大一给定频带的RF功率的高功率推挽RF放大器。一驱动信号被提供给RF输入端，并且在RF输出端提供被放大的RF功率波。一电源提供用于多管芯功率晶体管(即第一和第二千兆功率晶体管器件，或KPT)的DC源极电压(-Vs)。每一个这样的KPT装置具有例如是散热片和接地铜板的一热和电的传导凸缘，并且具有例如由四个半导体管芯构成的多芯片阵列。每一个半导体管芯具有一平坦的较低平面，在较低平面的大部分上构成一漏极区，和在离开所述平坦的较低平面的部分上分别构成源极和栅极区。管芯的漏极被安放在该凸缘上使得它们与该凸缘直接热和电接触。因此，该凸缘用作漏极端和用于相关管芯的散热。
被连接到RF输入端的第一分裂器(平衡-不平衡变换器)装置将一RF输入驱动信号分裂成被馈送到第一KPT的正相部分和被馈送到第二KPT的反相部分。第二分裂器装置将该驱动信号的正相部分分成四个孤立的信号而提供给所述第一千瓦功率晶体管器件的栅极。第三分裂器装置将该反相部分分成四个孤立的信号提供给第二KPT的各个栅极。所述第一KPT的四个半导体管芯的每一个是由被RF耦合到所述第二分裂器装置的相应输出端的各自的栅-源极输入电路所构成。这个栅-源极输入电路是与分裂器装置和与地DC绝缘的，从而使它相对于第一KPT凸缘(和漏极)是浮动的。第二KPT的每一半导体管芯同样具有各自的栅-源极输入电路，该栅-源极输入电路被直流隔离地RF耦合到第三分裂装置的它的相应输出端但相对于第二KPT的凸缘是浮动的。组合器装置具有耦合到所述第一和第二KPT的源极用来对来自它们的被放大的RF输出进行组合的输入端。该组合器装置随后向RF输出端提供一被组合的输出。该RF放大器还包括将千瓦功率晶体管器件的源极连接到DC电源的滤波器装置。该滤波器装置包括有用来阻塞来自DC电源的被放大信号的扼流装置，和用来旁路带内和带外RF能量的RF旁路装置。
根据本发明的另一方面，一高功率漏极接地共源极RF放大器电路可包括有一输入端；一DC电源；一输出电路；和一高功率、高电压芯片晶体管，即一KPT的晶体管管芯元件。在这种情况该晶体管器件或KPT包括有一具有一上表面的热和电传导凸缘，和一具有一下表面的半导体晶体管管芯，该漏极与该凸缘直接电和热接触。在远离该平坦下表面的管芯上构成一源极和一栅极。该放大器输出电路连接到该源极。一隔离DC的输入级被RF耦合在输入端和栅极之间，即栅极和源极之间，并且相对于该凸缘和漏极是浮动的。该输入级包括一具有连接到输入端的初级线圈和具有分别连接到栅极和源极的第一和第二端的被隔离的次级线圈的隔离变压器。最好是，该输出电路包括一用来传送位于一予置RF频带中的RF信号的DC阻塞输出级。另外最好是一RF阻塞DC馈送级将晶体管源极连接到DC源(-VS)上。该馈送级可包括用来旁路在所述源极处出现的带内和带外RF信号的旁路装置。另外，该输入级最好包括在次级线圈的第一端和栅极之间的一低值电阻(1-2欧姆)以限制该晶体管的增益。与这个电阻并联有一可任选的旁路电容以调整该带内增益。该半导体管芯在源极和栅极之间具有一输入阻抗，即5．56欧姆，并且该串联电阻具有一非常小的电阻值，例如是该输入阻抗的10至20％。漏-栅极反馈电路连接到变压器次级线圈的第一端并且该漏极接地。该漏-栅极反馈电路最好包括串接的一电阻和电容。栅-源返回电阻被置于源极和栅极之间，并且具有一与该输入电阻相比要大的多的欧姆值(35-40KΩ)。该输入级还可包括一在栅极和源极之间由一电容和电阻相串联而构成的栅-源极终端电路。
该晶体管器件，即，千瓦功率晶体管或KPT，是一高压MOSFET混合电路器件。在本发明的RF放大器中最佳使用的该器件在1997年10月24日申请的待审美国专利申请号No．08／957100的申请中已有详细披露，并且具有一共同受证人。在该专利申请中所披露的内容在这里作为参考。
10kw RF功率发生器可使用四个这样的KPT的推挽对来构成，也就是在该功率放大器级中总共有8个KPT。每一个KPT具有四个高电压MOSFET管芯，它们的漏极直接连接到在其下面实际作为一散热器的铜板上。在每一管芯和铜板之间是一钼片，以在功率周期期间保持该管芯，也就是当该发生器进入RF功率通-断周期时防止铜和硅之间的热膨胀系数的差的影响。所有8个KPT被安置在一通常称之为冷却板的水冷铜散热器上，当所述装置工作于漏极接地／共源极结构中的过驱动分类“C”时，两个KPT的每一推挽对提供约为3KW RF输出功率。这种结构可通过消除在漏极区和铜支撑板之间的传统绝缘表面(通常为BeO)而改善热设计。这意味着所有四个漏极(即各个管芯的漏极)直接接地。
用于该推挽对的每一半(每一KPT)的四个源极被直接并联连接。用于该推挽对的每一半的四个栅极是阻抗匹配的(增加)，并且通过隔离变压器而被并联。这就使得在整个输出功率动态范围内在一给定KPT的四个管芯之间大大改善了结温度跟踪，并且改善了可在等离子处理中所碰见的各种负载VSWR。建议在所有负载VSWR条件下对每个MOSFET管芯使用一个不旁路或部分旁路的高功率串联栅极电阻以实现在整个动态范围内的无条件稳定。
在该组合输出之后，在该低通滤波器的输入处通过一高通滤波器提供了一耗散谐波终端。这就降低了栅极-源极的电压差，并且对于每一MOSFET管芯将该栅极-源极电压保持在给定的限制(±30V)之内。
在随后的结合附图对一最佳实施例进行详细说明之后，可对本发明上述和其它的目的、特性和优点有更为全面的了解。
图1示出了根据本发明一实施例的RF功率放大器的单端电路，该电路工作在例如C类并且具有漏极接地／共源极结构；图2示出了与图1实施例相比较的源极接地／共源极结构的类似电路；图3示出了另一实施例，图中示出了用于A类或AB类工作的具有浮悬DC栅极偏压的例子；图4和5示出了与本发明有关的所使用的四芯片千瓦功率晶体管的示意图和平面图；图6包括图6A和图6B，是根据本发明另一实施例的推挽结构的高功率RF放大器的电路图；图7是使用了本发明原理的1OKW RF发生器系统的整个电路图；图8是一与本发明有关的用来耗散带外谐波能量的低通／高通滤波器的电路图。
参见附图，首先参阅图1，提供了一个工作于“C”类的单端RF放大器电路作为一个漏极接地／共源极晶体管放大器。该放大器使用一单芯片或单管芯MOSFET功率晶体管Q1。但是，该晶体管Q1还可用作多芯片KPT的每一管芯，并且用于解释相关电路的优点和工作。晶体管Q1具有借助于与该凸缘相接触而接地的一漏极端口，和用于栅极G和源极S的分隔端。
这里该放大器意欲提供一个予置频率为13．56MHZ、功率电平为350瓦和给定输出阻抗为例如50欧姆的RF功率。该电路工作在160V DC电压并具有约13dbRF的功率增益。漏极-源极的负载线设置为32欧姆，具有约为5．56Ω的栅极-源极差分阻抗。13．5MHZ驱动信号被加到单端输入端RFIN，这里是22瓦的功率和50Ω的输入阻抗。输入电容C1用于补偿输入感抗。隔离变压器T1具有连接在输入端和地之间的初级和一端连接到晶体管Q1的栅极而另一端接到源极S的次级线圈。该变压器T1的匝比为3∶1，并且将50Ω的输入阻抗与5．56Ω的栅极-源极差分阻抗相匹配。包括在变压器次级的一端和栅极G之间的串联栅极电阻用来改善在VSWR的宽范围内的工作稳定性。这是一个高功率电阻，具有约为1至2欧姆的欧姆值。由电阻R2和电容C2构成的漏极-栅极反馈电路被串联连接在漏极D(即，地)和变压器T1的次级线圈的一端之间。这个反馈电路对于输入一输出VSWR是优选的，并且对高VSWR提供稳定工作。电容C2用作DC阻塞功能，并且电阻R2的值取决于栅极-源极阻抗(这里，例如是5．56Ω)和漏极-源极阻抗(这里，例如是32Ω)，功率增益，以及各种负载VSWR的稳定性要求。
电阻R3和电容C3的串联组合提供了一用来稳定工作到高VSWR的栅极-源极RF端。如果使用了DC偏置(这将在随后的实施例中讨论)则电容C3用作为DC阻塞电容。电阻R3的值对于所希望的VSWR和RF增益是优选的。在无变压器T1的情况下，为了DC的稳定，电阻R4提供了一栅极-源极回路。这个电阻可以具有相对于该栅极-源极阻抗要大的多的值(3．5-40KΩ)。
一可任选的旁路电容C4与电阻R1并联安置。该电容的值被选择成旁路所希望的频率(例如，13．56MHZ)，从而仅仅使带外能量被减小。但是，对于很多等离子体应用，如果在所希望频率处可以得到足够的增益，则该电容C4最好被省略。
RF输出网络具有一电感L1和电容C5，两者间的结点连接到源极S。该电感和电容组合L1-C6构成一谐振器以关闭晶体管Q1的输出电容。电容C5将13．56MHZ输出波送到输出端RFOUT。输出变压器T5插入在电容C5和输出端之间以将漏极-源极阻抗(32Ω)与输出阻抗(50Ω)相匹配。这里变压器T5具有4∶5的匝比。
图2示出了一种除使用一常规的非接地漏极之外的类似于图1的电路。与图1中相类似的元件由相同的标号来表示。图2中所示的电路是一种用于“C”类的源极接地放大器的单端电路。源极接地MOSFET电路在RF等离子体发生器中是典型的和经常使用的电路。这种结构的电路在整个动态范围内对各种负载VSWR可稳定的工作。这里，晶体管Q1是一种在该管芯和传导凸缘之间，即漏极和散热器之间安置有一BeO绝缘体的标准低电平MOSFET。但是，为了与本发明的该电路比较起见，该晶体管Q1可考虑一在漏极和散热器之间具有一BeO绝缘体的高电压MOSFET。这种电路工作在一所提供的DC漏极电压(+VD)，例如是+160V和例如在13．56MHZ处提供350瓦RF输出，具有15db功率增益和约70％的漏极效率。该电路的输入和输出阻抗被置为50欧姆。负载线为32欧姆(漏极-源极)。棚极和源极之间的阻抗为5．56欧姆。如像图1的实施例那样，在缺少变压器T1情况下电阻R4提供栅极-源极回路，并且有助于确定DC稳定性。电阻-电容组合R3-C3提供用来在高VRWR稳定工作的一栅极-源极RF端。当使用DC偏置时，电容C3是一DC阻塞电容。为了在高VSWR稳定工作和所希望的RF增益，R3的值是可被任选的。
电阻-电容组合R1-C4提供一串联增益输入阻抗以调整带内增益和降低带外低频增益，以使在不同功率电平范围内实现各种不同负载的稳定工作。对于所需的RF增益，电容器C4的值通常被选择旁路所希望的频率，例如13．56MHZ。
电阻-电容组合R2-C2提供漏极-栅极反馈，电容C2用作DC阻塞电容。反馈电阻R2的值取决于栅极-源极阻抗(即，5．56Ω)、漏极-源极阻抗(即，负载线=32Ω)、和功率增益。另外，电阻R2的值对于输入-输出VSWR和稳定工作到高VSWR是最佳的。
DC馈送网被连接在DC电源和漏极端D之间。在该DC馈送网中，电感-电容组合L1-C6构成一谐振器以关闭MOSFETQ1的输出电容。电感L1可以具有约为0．5μH的电感量。电容器C6可在0．1到0．47μf之间，将RF能量返回到地并且通过漏极-源极输出电容构成一环流回路。为了工作在一给定漏极电压VD(这里，例如+160V)，对于在所希望输出(350瓦)的漏极频率该电感L1是最佳的。在该DC馈送网，电感L2是一RF扼流圈，电容器C7是一RF旁路电容器(即，0．22μf陶瓷电容)和C8是低频旁路电容器(即，22μf电解电容)。检测电阻R5用于输入DC电流的测量，并且具有低的固定欧姆值(即，0．01Ω)。电阻R6是一泄漏电阻以泄漏在漏极端上积聚的电荷，从而保护MOSFET和保障人身安全。
这里，RF输出网络与晶体管Q1的漏极端相连接。在该输出网络中，电容器C5是一DC阻塞电容。变压器T2是输出RF变压器，并且具有一将32Ω漏极-源极阻抗匹配到50Ω输出阻抗的匝比。
由于该晶体管漏极是与散热器和凸缘相绝缘的，所以与图1的放大器相比每一晶体管的功率有些削减。另外，由于存在BeO绝缘体，在多个并联放大器结构中，用于各个放大器MOSFET的管芯将具有不同热负载。如前所述，图2仅提供了一种可比较的源极接地电路，但在实际中，并不存在适用于这种电路的用于与等离子体应用相关的所希望的输出功率和温度循环的大面积、高电压MOSFET。
图3示出了一种用于漏极接地／共源极工作的单端电路。这种电路与上述图1所示的电路大部分相类似，并且相同的元件用相似的标号来表示。这种电路的构成可用于“A”类工作或用于“AB”类工作，并且可用作用于1．25kw、2．5kw、5kw、10kw RF发生器系统的AB类推挽驱动级。这里，晶体管Q1是一如图1所示的高电压MOSFET，具有的电特性类似于在图1中所示的相应MOSFET晶体管所述的电特性。恰当的晶体管选择取决于RF功率输出和增益要求。与图1实施例原则性的不同是使用了用于提供一DC偏压的附加元件。这里，为了DC和RF稳定而存在有一与源极端相串接的很小数值电阻RF(0．5-1Ω)。该输出是在源极电阻R7之后得到。该MOSFET晶体管Q1的偏置可用几种方式来实现，这里显示出了其中的一种。在这个实施例中的近似图示中是使用了18伏浮动DC电源(这里未示出)。该电源连接在栅极输入端和源极返回端路之间并具有用于这种应用所需的电路元件。这里可以看出用来偏置一漏极接地RF MOSFET所需的电路并不是无关紧要的或以任何方式明显地得到的，这里给出了用于源极接地MOSFET电路的更为简单的偏置结构。如图示所示，由于在源极返回端和栅极输入端上出现大的RF电压波动所以该偏置网络是某些元件的扩展。
这里，该放大器输入阻抗和输出阻抗被设置为50Ω。源极-地负载线设置为50Ω。栅极和源极之间的差分阻抗为12．5Ω。应注意的是通过变压器T1的次级线圈和电阻R4源极通路和栅极端加有-160V DC电位。该偏置电路的复杂性起因于需要用于调节源极和栅极之间不同电压的阻抗，在那里存在有不断起伏的源极电压电平。
如像前述实施例那样，电阻R4是为了DC稳定和保护作为栅-源极DC回路或上拉而提供的。如果通过在该变压器T1的次级线圈的DC通路被中断，则电阻R4避免MOSFET Q1被过高的栅极-源极差分DC电压损坏。
电阻-电容组合R3-C3在整个动态工作范围内提供一用于在高VSWR状态下稳定工作的栅极-源极端。电容器C3是一DC阻塞电容，电阻R3对于稳定和RF增益是最佳的。电阻R1是串接栅极输入电阻，具有的阻值约为2Ω，并且是为在整个动态范围稳定工作到高VSWR所需的。在该实施例中电阻R1是通过电容C4旁路的，并且该电容器C4的值对于RF增益和对于源极电阻的一给定值(其值可为约0．5-1Ω)的稳定性是最佳的。
电阻-电容组合R2-C2提供漏极-栅极反馈，电容C2用于DC阻塞。电阻R2的欧姆值最初被选择用于一般的输入和输出阻抗和RF功率增益。电阻R2对于在整个动态范围内稳定到高VSWR也是最佳的。在该源极电源网络中，电感-电容组合L1-C6实际上作为一谐振器以关闭MOSFET Q1的源极-漏极输出电容。电容器C6用作DC阻塞并且还提供一RF对地通路以旁路RF信号。
这里还示出了一DC阻塞电容器C9，该电容器例如约为1μf200V。在源极S和变压器T1的次级的第二端之间串接有一稳定电阻R7。这个电阻最好是0．5至1Ω的25瓦电阻，安置在凸缘上。
输出信号来自源极S，在串接源极电阻R7之后，通过DC阻塞电容C5而取得。如前述实施例那样，具有50Ω的负载线。在该输入端，变压器T1与补偿电容C1相结合将栅级-极差分阻抗匹配到50Ω。该变压器T1具有1∶2的匝比以将12．5Ω栅极-源极差分阻匹配到在输入端RFIN的50Ω。
在该实施例中，需要存在RF滤波网络，即在一支路上连接到栅级G的线圈L3、电阻R8和电容C10，和连接到源极S的线圈L4、电阻R9和电容C11，以避免漏极-栅极反馈通过栅极偏置网络，它实际上是与所希望的R2-C2栅极-漏极反馈通路相并联的。可变电阻R10与栅极输入列相串联用于偏压调节，在源极通路列中对称地设置有互补电阻R11。电容器C12和C13是RF旁路电容以确保没有像来自某外部源的杂散信号的RF信号返回到该浮动电源或进入该栅极-源极端。电阻R12和R13被选择用于所需的栅极-源极阈值窗口，对于大多数高压MOSFET它可在2至4V之间变化。
电感L2、电容C7、C8和电阻R5、R6的作用如同上述实施例一样。
参见图4和5，千瓦功率晶体管10具有一金属凸缘12或基面，它被安置在一可构成为放大器的底盘部分的适当散热器(未示出)上。该晶体管是一四边形或四芯片阵列设计，在凸缘12上安置有四个晶体管芯片或管芯14a、14b、14c和14d，并且每一漏极区D被接地到凸缘12。每一晶体管管芯具有各自的栅极G1至G4和各自的源极S1至S4。如图所示，这些源极还与源极通路引线SR1至SR4相连。该凸缘的每一侧提供有槽或孔16，并且通过孔16连接到相关的散热器上。塑料、陶瓷、或金属可覆盖这四个管芯14a至14d，并且使该凸缘12的二端部处于暴露状态。该凸缘12本身用作四个晶体管元件每一个的漏极接地线或电极，通过附加的长条线28而连接到外部RF电路的地。长条源极线22a至22d、栅极线24a至24d和源极通路线26a至26d(这些线连接到各自的源极线)接通RF电极端。这些线22、24、26、28自该壳体的各侧在它们的出口附近被卷曲以对各自的线提供变形减小。这种器件以及几种变型在1997年10月24日所申请的待审专利申请号No．08／957100的申请中有更为详细的说明。
现在参见图6(由放置在一起的图6A和6B构成)，功率放大器100使用了基于C类模式工作的KPTQ1、Q2的推挽对。上一半(晶体管Q1)示于图6A中和下一半(晶体管Q2)示于图6B中。这里，推挽对Q1、Q2对每一MOSFET管芯提供了分开和隔离的栅极输入用来改善管芯温度跟踪。整个推挽对被设计为在72％效率时提供3000瓦和11dbRF功率增益。
每一KPT的Q1、Q2构成该推挽对的一半并且分别具有四个高压MOSFET管芯Q1A、Q1B、Q1C、Q1D和Q2A、Q2B、Q2C、Q2D，它们的漏极通过相关的铜凸缘112直接接地。每一各自KPT的管芯的源极端直接并联，即并联连接以对于每一半推挽形成一9Ω阻抗接口。至于栅极端，每一管芯Q1A至Q2D具有一单独的源极-栅极电路，从而实现独立的DC稳定、RF稳定和阻抗匹配。栅极随后通过一对分裂器／隔离变压器并联。类似于根据图1所述和所示的那样每一管芯提供一栅极-源极输入电路。这里，该电阻、电容和电感元件被给定一共同的标号，每一个数字后缀相应于相关的KPT(Q1或Q2)或字符(A到H)相应于相关的管芯。
对于MOSFET管芯Q1A至Q2D的栅极端的每一个具有各自栅极-源极输入电路106A至106H。每一个都具有用于DC稳定的栅-源极电阻R5A至R5H。在整个动态范围内良好的进入50Ω负载的RF稳定是通过各自的漏极-栅极反馈串联电阻-电容器组合R3A，C3A至R3H，C3H来实现的。在整个动态范围内进入高负载VSWR的RF稳定是通过栅极-源极串联电阻电容器组合R4A、C4A至R4H，C4H来实现的。包括打开／短路状态和在所有相位上进入高负载VSWR的RF稳定是利用未被旁路的串联栅极电阻R2A，R2B，···R2H来实现的。
从差分到共同模式的阻抗转换通过变压器T3A、T3B，···T3H来实现的。这些栅极变压器的每一个的次级被屏蔽以避免任何磁芯变热，这种变热可由于在第二级线圈和地之间的RF电压不同的热通量所造成的。这些变压器T3A至T3H的匝比是3∶1；并且在这些变压器的初级线圈的输入端产生100Ω的输入阻抗。由于在相关的印刷电路板上长的栅极和源极轨迹而将电容C2A，C2B，···C2H安置在初级线圈之间用来补偿该感抗。
在输入端RFIN将输入驱信号加到平衡-不平衡变换器变压器T1时，该平衡-不平衡变换器变压器将驱动信号分裂成正向和反向相位。变压器T1的一线圈馈送给上一半(即，KPT Q1)而另一线圈馈送下一半(即，KPT Q2)。该输入驱动信号在13．65MHZ处被提供，功率为175瓦，并且输入阻抗为50Ω。这两个平衡-不平衡线圈相互耦合，每一个具有一25Ω的输入阻抗。对于每一推挽的一半，存在有二个分裂器／隔离变压器，即用于上一半的变压器T2A、T2B和用于下一半的变压器T2C、T2D。用于每一分裂器／隔离变压器的输入阻抗是50Ω，它们共同连接其结果是具有平衡-不平衡变换器输出的25Ω接口，平衡-不平衡变换器输出还是25Ω。变压器T2A至T2D分裂该RF输入驱动信号以提供100Ω阻抗输出以匹配相应变压器T3A至T3H的初级线圈阻抗。这种电路构成将平衡驱动电流发送到管芯Q1A至Q1D和Q2A至Q2D，即使这些管芯不是完全地被匹配。隔离电阻R1A、R1B、R1C和R1D被连接在每一分裂器／隔离变压器T2A、T2B、T2C、T2D的的两端以实现匹配端阻抗。
在并联的源极处每一KPT具有9Ω的输出阻抗，并且与一输出平衡-不平衡变换变压器T4相结合，组合层间阻抗为18Ω。输出变压器T5将18Ω阻抗匹配成50Ω负载阻抗。为此原因，该变压器T5的匝比为3∶5。RF输出电容C5A和C5B被选择以通过感兴趣的频率，在这个例子中是约为13．56MHZ的一频带。
每一推挽的一半具有一将KPT的并联源极连接到源极电压(-Vs)的DC馈送网络。在各个DC馈送网络中，通过关闭所组合的漏极-源极输出电容而使谐振器电感L1A、L1B被优选为所希望频率(即，13．56MHZ)为最大效率。电容器C6A、C6B提供一到地的RF通路通道并且还阻塞DC供给。RF扼流圈L2A、L2B，电容器C7A、C7B；电容器C8A、C8B；电阻R6A、R6B；和电阻R7A、R7B执行如图1中所述的类似元件L2、C7、C8、R6和R7的类似功能。
上面说明了在进入所有VSWR的整个动态范围内稳定工作中该推挽对的情况。这种推挽对结构实现了改进效率和在每一KPT的四个管芯之中极好的管芯温度跟踪，即使MOSFET管芯不是均匀地被匹配，和即使与不同管芯相关的印刷电路板布图不是精确地相同或对称，由于空间约束也可能出现这种结果。这里讨论和示出了分裂和隔离选通，值得注意的是在放大器的一直接并联选通结构范围内温度跟踪的改善。也就是，当该选通驱动信号通过分裂被隔离时，从管芯到管芯的温度差△T从△T=80°改善到△T=10°。这里给出了这种概念，即实现常规共同组合的好处带来了输出变压器部件数量减小的好处。另外，用于每一MOSFET的DC和RF稳定电路允许在整个动态范围内稳定工作到各种负载VSWR，即1．0∶1。1．5∶1，2∶1，3∶1。···以在所有相位条件中断路／短路。
为了将功率输出从3KW增加到10KW，如由图7A和7B所组成的图7所示，若干KPT对可以推挽方式被安置。驱动放大器板30具有一与RF输入RFIN相连的衰减器31，随后是低电平驱动放大器32、“A”类推挽对33和“AB”类推挽放大级34。后面产生的700瓦驱动信号在分裂级35中被分隔为四个175瓦驱动信号，每二个175瓦驱动信号被提供给各个功率放大器板40A和40B。每一功率放大器板40A、40B具有二组千瓦功率晶体管的3KW推挽对(Q1、Q2和Q3、Q4)，每一个具有18Ω的层间阻抗。这里，两对Q1、Q2和Q、Q4的输出通过2路同相组合器42A、42B而被组合，在9Ω输出阻抗上分别输出6KW。每一板上的输出通过级联的双变压器所表示的变压器44A、44B在1．1∶1的VSWR中被匹配到50Ω。这里，第一变压器具有的匝比为2∶3，和第二变压器具有的匝比为2∶3。这二个50Ω输出在组合器／低通滤波器板46的2路同相组合器48中被组合。该二路同相组合器具有在1．1∶1VSWR之中的被组合的端阻抗25Ω。这里组合器包括有一具有3∶4匝比的将该阻抗变换成50Ω的变压器。
为了在整个动态范围内保持-55dbc或低于-55dbc的谐波容量，滤波器网络50和52通过被组合的输出通道，这通道包括第七阶0．01db通频带波动车比雪夫(Chebyshev)响应通滤波器52。它具有一16．27MHZ的中断频率，在18．64MHZ处具有3db点。来自这个滤波器的第二谐波抑制通常为42db。第三谐波抑制通常为65db。但是，对于在等离子体应用中的RF发生器，由该低通滤波器抑制谐波是不够的，各步必须消耗该谐波能量。谐波的消耗中止是通过高通滤波器50来实现的，高通滤波器50加在该低通滤器的输入端。这种低通／高通组合构成了一双工器。在这种结构中，在该高通滤波器的电阻端谐波被吸收而不会明显地影响主要的13．56MHZ信号。在本发明的功率放大器中，端接的高通滤波器保护了MOSFET管芯免受来自过量的栅极-源极电压差的损害。另外，与这些谐波相关的地电流将导出过量的瞬时栅极-源极电压差，因而损害了该MOSFET。也就是，如果谐波不适当地被耗散，则该栅极-源极可超过±30伏最大△规格栅极-源极电压。
在本发明中该高通滤波器50具有第五阶0．1db通频带波动车比雪夫响应。该高通滤波器的中断频率是25．67MHZ，在21．71MHZ处具有3db点。
图8中更为详细地示出了高通滤波器50和低通滤波器52，在图8中低通滤波器52由电容器C21、C22、C23和C24以及电感L11，L12和L13所构成，在13．56MHZ提供被放大的净化的RF波。该高通滤波器50由串联电容C25、C26和C27以及分路电感L14和L15所构成。包括第二、第三、第四、第五等谐波的被旁路较高频率分量被送到50Ω耗散电阻RL。这种高通／低通滤波器结构是一双工器，使谐波失真最小并且建立一耗散谐波端。该耗散谐波端通过该高通滤波器保护了该高压MOSFET免受过量的栅极-源极电压差(±30V是最大指定极限)的损害。
定向耦合器54被设计成处理具有46dB前向耦合和大于40dB方向性的10KW RF功率。耦合器54具有前向和反向孔，第一个具有内装的带通滤波器网络，具有±10％带宽，±0．02dB波动，和大于25dB的谐波抑制。该定向耦合器54可以是基于利用高Q和适中mu(40perm)铁氧体材料所设计的一变压器或可以是部分传输线设计。
中间驱动器级33在1dB压缩时给出30瓦具有17dB功率增益，它包括有一对推挽工作的高电压MOSFET。每一MOSFET被偏置在0．5安培的“A”类模式。偏置是借助于如图3中所示的浮动的18伏DC电源来实现的。输出驱动器级包括有一对四推挽工作的双高压MOSFET。每一MOSFET是被偏置在0．25安培的“AB”类。该推挽对在2dB压缩时输出700瓦，具有13dB功率增益。该输出随后通过同相分裂器35被分成四路。
该低通滤波器的输出随后通过一双向耦合器54馈送到RF输出端RFOUT。
还存在有其它的辅助和外围元件，例如电源、控制和传感器等，这些元件都包括在这个RF发生器系统中，但这些元件是本发明范围之外的元件。但是，这些附加元件为了完整的目的而被包含在图7之中。
用在本发明的最佳实施例的高电压、高功率MOSFET可具有如下的特性最大漏极-源极击穿电压VOSS=1000伏；最大连续漏极电流LD=11安培；栅极-源极电压VGS=±30伏；栅极阈值电压VG-TH=2至4伏；正向跨导GFS=7至11西门子(Siemens)；最大漏极-源极接通状态电阻RDS-ON=1欧姆；最大连接壳体热电阻ROJC=4℃／瓦；输入电容CISS=2460pf(典型)；输出电容COSS=360pf(一般)；反向传送电容CRSS=105pb(一般)；总的栅极电荷Qq=90nc(一般)；栅极-源极电荷Qgs=10nc(一般)；和栅极-源极电荷Qgd=50nc(一般)。
为了管芯至管芯的一致性在KPT的四个管芯之间的栅极-源极阈值电压对称应在约0．2伏之内。其结果所有四个管芯同时接通。为了漏极效率跟踪，在KPT的四个管芯之间的漏极-源极接通电阻的平衡应在8％之内。在KPT的四个管芯之间的正向跨导的平衡应在1西门子之内。为了在有利的RF功率增益上的高效性能，每一KPT的四个管芯的DC特性将被匹配在该管芯电平上。该RF性能将在该KPT电平上被校验和测量。在给定KPT的四个管芯之间的RF增益平衡将在0．5db之内。在给定KPT的四个管芯之间的漏极效率平衡应在1％之内。对于在给定KPT中每一MOSFET的瞬时接通该栅极-源极阈值应匹配到0．2伏之内。为了每一MOSFET管芯的负载平坦，栅极-源极接通电阻应在8％之内。为了在给定KPT上每一管芯给出电流的平坦，正向跨导应在1西门子之内。这三个DC参量的匹配最好是在该MPT制造过程之中利用管芯变换来实现。对于该KPT的四个管芯将从相同的晶片之中选择，并目从在该晶片中的相邻位置中来选择。对于在该KPT电平上的每一管芯诸如栅极-源极阈值电压和漏极-源极接通电阻之类的DC特性将与RF增益和漏极效率一起被测量。
对于一如上所述给定发生器应用的推挽对，KPT的各对应被匹配。换句话说，来自一KPT的四个管芯将从相邻芯片位置选择，对于另一KPT的管芯也从相邻芯片位置选择，这样具有相对于RF增益、效率、在KPT之间电流跟踪在KPT之间温度跟踪的最佳性能。在该KPT的四个管芯之间的△RF增益应在0．5dB之内；在该KPT的四个管芯之间的△RF效率应在1％之内。具有较高平均栅极阈值的KPT将用于正向波部分，它直接耦合到输入平衡-不平衡变换器，而具有较低平均栅极阈值的KPT将用于反向波部分，它是电感地被耦合。这里，正向波和反向波KPT之间的差应在约为0．1dB至0．2dB。
该输入平衡-不平衡变换器最好是传输线设计，使用缠绕的双股线圈，并且在一适中的导磁率(μ=40)和高Q(低损耗)的铁氧体磁芯中具有50Ω的特性阻抗。该输入平衡-不平衡变换器将输入信号(50Ω阻抗)分裂成每一个为25Ω阻抗的正向和反向相位波。该正向相位波通过直接并联在该输入端上的分裂器的一部分被分裂为四个幅度和相位均相等的言号并具有大于25dB的内装隔离度。这些分裂器的每一个都根据一铁氧体加载(125导磁率，高Q，低损耗)传输线设计，使用缠绕双股股线圈并具有100Ω特性阻抗。每一分裂器的输入阻抗是50Ω，并且二个输入端是在100Ω。在该输入端二个正向相位分裂器的并联阻抗是25Ω，它与正向相位部分的输入平衡-不平衡变换器的输出阻抗相匹配。
该反向相位部分具有相应的特性和属性。
正向相位波和反应位波的每一个被分裂为四个波以驱动各自KPT的每一个MOSFET管芯。用于每一个管芯的输入驱动电路是相同的，包括有以下的部分，即输入变压器、串联输入栅极电阻(可不被旁路或部分地被旁路)、DC端或上拉、或源极-栅极RF反馈。每一个MOSFET管芯具有一分离输入变压器，具有100Ω的输入阻抗。在该变压器的初级的输入波是相对于地而言，而在该变压器的次级的输出波是相对于源极而言(或信号输出电平)。相对于源极的该变压器的输出阻抗均为11Ω。这个变压器是一个铁氧体负载(μ=125，高Q，低损耗)的变压器耦合设计，输入对输出的匝比为3∶1。每一MOSFET管芯具有它自己的串联输入栅极电阻，具有被安装在一25瓦凸缘上的从1至2Ω范围的值。这就提供了对于完全动态输出功率范围进入VSWR的整个范围的稳定性，即开路-短路-所有状态。根据该RF增益和RF稳定性的要求这个电阻不被旁路或部分地被旁路。
在栅极和源极之间每一MOSFET具有它自己的输入RF端。该端由串联电阻-电容组合所构成，所具有的电容实际上作为DC阻塞。该电阻值约为50Ω，是11Ω层间阻抗的约4．5倍。这个电阻有助于在整个动态范围内稳定工作到高VSWR。它的值的选择是在RF功率增益和RF稳定之间折衷的。每一MOSFET管芯还具有被安置在栅极和源极之间的它自己的DC端电阻。这个电阻具有30和40KΩ之间的值，并且在通过输入变压器次级线圈的DC连接被中断的情况下提供DC稳定和上拉。另外，每一MOSFET管芯具有它自己的源极-漏极RF反馈网络，该网络可包括一电阻-电容串联组合，具有的电容作为DC阻塞。在这种情况中，该电阻器可以是150W凸缘安置，该电阻的值在400至560Ω的范围内，这取决于RF功率增益和稳定性的要求。该网络提供了到各种负载的RF输入／输出匹配和RF输出稳定。该电阻的实际值是在所需的RF功率增益和到所有相位条件的RF输出稳定性之间的折衷，包括开路、短路和负载的所有状态。
该KPT所具有的它们的四个漏极的输出，即，源极，通过一印刷电路极直接并联连接。这些连接尽可能地对称。正向相位KPT的输出构成一正向相位波，其值为9Ω层间阻抗，和反向相位KPT的输出相应地构成一反向相位波，也是9Ω层间阻抗。
对于每一KPT，该组合输出电容(即，源极-漏极电容)是由与作为DC阻塞的电容相结合的一谐振电路动态补偿的，并且允许RF电流短路到地。该电感的值的范围在0．3-0．5μH之间并且是使用高频、低耗、低导磁率粉末状的铁芯材料来实现的。该电感值对于RF效率是最佳的并且提供5-8％效率的改善。
正向和反向相位波通过具有9Ω输入阻抗和18Ω输出阻抗的输出平衡-不平衡变换器变压器而被组合。该输出平衡-不平衡变换器变压器是使用18Ω特性阻抗的双缠绕的传输线型铁氧体负载器件(μ=40，高Q，低损耗)。通过在这种变压器周围使用高电压、高电流陶瓷电容器而实现适当的DC阻塞功能。该平衡-不平衡变换器的18Ω输出阻抗通过3∶5匝比升压变压器被变换成50Ω。该输出变压器由一变压器耦合自耦变压器所构成，它使用了带有高Q、低损耗、适度导磁率(μ=40)的铁氧体磁芯材料的多线铜带。
该负DC电压通过分离和相同DC馈送电路而馈送给每一KPT。每一馈送网络包括电感-电容组合从而设有RF能量从该功率放放大器进入该电源，并且没有RF能量从该电源或另外电源进入该功率放大器。这是由一大的串接电感，即一扼流圈、和一并联电容对、一RF旁路电容和另外一低频旁路电容来实现的。该DC电源馈送包括适当的泄放器和检测电阻，用于保护和电流监控。
通过参考所选择的最佳实施例已对本发明作了说明，应当了解的是本发明并不局限于这些实施例。相反，本技术领域的普通技术人员在不违反如像在所附权利要求所规定的本发明的范围和精神的前提下可对本发明作出更多的修改和变化。
权利要求
1．一种用于放大一给定频带RF功率的高功率推挽RF放大器，包括有RF输入端，RF输出端，DC电源，第一和第二千瓦功率晶体管器件，每一个千瓦功率晶体管器件包括热和电传导凸缘，由多个半导体管芯构成的多芯片阵列，每一所述管芯具有一平的较低表面，在该较低表面的大部分构成漏极，在离开所述平的较低表面的位置，分别构成源极和栅极，和用来将该管芯的漏极与所述凸缘进行直接热和电接触安置从而所述凸缘用于漏极端子和所述管芯的散热的装置；用来将RF输入驱动信号分裂成正向相位部分和反向相位部分并与所述RF输入端相耦合的第一分裂器装置；用来将该驱动信号的所述正向相位部分分裂成多个隔离信号用来提供给所述第一千瓦功率晶体管器件的栅极的第二分裂器装置；用来将所述反向相位部分裂成多个隔离信号用来提供给所述第二千瓦功率晶体管器件的栅极的第三分裂器装置；所述第一千瓦功率晶体管器件的每一半导体管芯各有一栅极一源极输入电路，该输入电路与所述第二分裂器装置的相关输出端是RF耦合，并且该输入电路相对于所述第一千瓦功率晶体管器件的凸缘是浮动的；所述第二千瓦功率晶体管器件的第一半导体管芯各有一栅极一源极输入电路，该输入电路与所述第三分裂器装置的相关输出端是RF耦合，但该输入电路相对于所述第二千瓦功率晶体管器件的凸缘是浮动的；组合装置，具有耦合到第一和第二千瓦功率晶体管器件的源极的输入端用来组合所放大的RF输出而将被放大的RF信号提供给所述RF输出端；DC源极电压的电源；和将所述千瓦功率晶体管器件的源极连接到所述DC电压的电源的滤波器装置，所述滤波器装置包括用来阻塞来自所述DC电压电源的所述放大的RF信号的扼流圈装置，和用来旁路可由DC电源或其它电路中拾取的RF能量的装置。
2．如权利要求1的高功率RF放大器，其中所述滤波器装置的所述扼流圈装置包括串接在DC电压电源和所述千瓦功率晶体管器件中的一个器件的源极之间的RF扼流圈。
3．如权利要求2的高功率RF放大器，其中用于旁路的所述装置包括在RF扼流圈和所述源极之间的一电感，和在RF地和该电感及RF扼流圈的接点之间的一RF短路电容器。
4．如权利要求1的高功率RF放大器，其中所述滤波器装置包括一由电感、RF扼流圈和电阻所构成的串联电路。
5．如权利要求4的高功率RF放大器，其中所述电阻具有约0．01欧姆的值。
6．如权利要求3的高功率RF放大器，其中所述电感器具有0．3和0．5μH之间的电感和所述短路电容具有的值在约0．1和1μf之间。
7．一种高功率漏极接地共源极RF放大器包括有一输入端；一DC电压电源；一输出电路；和一高功率、高电压大芯片晶体管，该晶体管包括具有一上表面的热和电传导凸缘，和一具有下表面的半导体晶体管管芯，在所述下表面的大部分上形成该管芯的漏极，所述漏极与所述凸缘直接作电和热的接触，在离开所述平的下表面的所述管芯上分别构成源极和栅极，所述输出电路被耦合到源极；和一DC隔离输入级，安置在所述输入端和所述栅极之间，该输入级相对于所述漏极而浮动；其中所述输入级包括有一具有连接到所述输入端的初级线圈和具有分别连接到所述栅极和所述源极的第一和第二端的被隔离的次级线圈的隔离变压器。
8．如权利要求7的RF放大器电路，其中所述输出电路包括有用于在一预置的RF频带上通过RF信号的DC阻塞输出级。
9．如权利要求8的RF放大器电路，包括有将所述源极连接到所述DC电压电源的一RF阻塞DC馈送级。
10．如权利要求9的RF放大器电路，其中所述馈送级包括用来旁路否则在所述源极上所出现的RF信号的RF短路装置。
11．如权利要求7的RF放大器电路，其中所述输入级包括在所述次级线圈的第一端和所述栅极之间的一低值电阻以为了无条件稳定而限制所述晶体管的增益。
12．如权利要求11的RF放大器电路，其中所述半导体管芯具有在所述源极和所述栅极之间的一输入阻抗，并且用于所希望的增益所述电阻具有一小于所述输入阻抗的一欧姆值。
13．如权利要求7的RF放大器电路，包括有连接到所述次级线圈的第一端并且所述漏极接地的一漏极-栅极反馈电路。
14．如权利要求13的RF放大器电路，包括有串联连接的一电阻和一电容。
15．如权利要求7的RF放大器电路，其中所述半导体管芯具有一在所述源极和所述栅极之间的输入阻抗，并包括有连接在所述源极和所述栅极之间的栅极-源极通路电阻，并且具有与该输入阻抗相比很大的欧姆值。
16．如权利要求7的RF放大器电路，其中所述输入级包括在所述栅极和所述源极之间相串联的一电容和电阻所构成的栅极-源极端电路。
17．一种在一给定频带中用于放大RF功率的高功率推挽RF放大器，包括有RF输入端，RF输出端，电源，第一和第二千瓦功率晶体管器件，每一个千瓦功率晶体管器件包括热和电传导凸缘，由多个半导体管芯构成的多芯片阵列，每一所述管芯具有一平的较低表面，在该较低表面的大部分构成漏极，在离开所述平的较低表面的位置分别构成源极和栅极，和用来将该管芯的漏极与所述凸缘进行直接热和电接触安置从而所述凸缘用于漏极散热和所述管芯的散热的装置；用来将RF输入驱动信号分裂成正向相位部分和反向相位部分并与所述RF输入端相耦合的第一分裂器装置；用来将该驱动信号的所述正向相位部分分裂成多个隔离信号用来提供给所述第一千瓦功率晶体管器件的栅极的第二分裂器装置；用来将所述反向相位部分裂成多个隔离信号用来提供给所述第二千瓦功率晶体管器件的栅极的第三分裂器装置；所述第一千瓦功率晶体管器件的每一半导体管芯各有一栅极一源极输入电路，该输入电路与所述第二分裂器装置的相关输出端是RF耦合，并且该输入电路相对于所述第一千瓦功率晶体管器件的凸缘是悬浮的；所述第二千瓦功率晶体管器件的第一半导体管芯各有一栅极一源极输入电路，该输入电路与所述第三分裂器装置的相关输出端是RF耦合，但该输入电路相对于所述第二千瓦功率晶体管器件的凸缘是浮动的；组合装置，具有耦合到第一和第二千瓦功率晶体管器件的源极的输入端用来组合所放大的RF输出而将、被放大的RF信号提供给所述RF输出端；DC源极电压的电源；和将所述千瓦功率晶体管器件的源极连接到所述DC电压电源的DC馈送装置，所述DC馈送装置包括用来阻塞来自所述DC电压电源的所述被放大RF信号的扼流圈装置，和用来旁路RF能量的装置，其中每一所述千瓦功率晶体管器件的四个管芯被外部地并联，并且DC匹配从而它们的栅极-源极阈值被匹配到0．2伏之内，它们的漏极-源极电阻被匹配在8％之内，和它们的正向跨导是在1西门子之内。
18．如权利要求17的高功率RF放大器，其中用于每一所述千瓦功率晶体管器件的四个管芯是从在相同半导体晶片上的相邻晶片位置中所选择的，以确保在四个管芯之间有良好的温度和电流跟踪。
19．如权利要求17的高功率RF放大器，其中所述第一和第二千瓦功率晶体管器件具有的四组管芯是从单一半导体晶片的相邻芯片位置中所选择的，以确保从从一个到另一个所述千瓦功率晶体管有良好的温度和电流跟踪。
20．如权利要求19的高功率RF放大器，其中第一和第二千瓦功率晶体管器件之间的平均RF增益的差是在约0．5db之内。
21．如权利要求19的高功率RF放大器，其中第一和第二千瓦功率晶体管器件之间的RF效率的差是在约1％之内。
22．如权利要求17的高功率RF放大器，其中所述第一分裂器装置被直接连接到第二分裂器装置和第一千瓦功率晶体管器件，并且被感应地连接到第三分裂器装置和第二千瓦功率晶体管器件；并且第一千瓦功率晶体管器件具有的平均增益阈值要高于第二千瓦功率晶体管器件的平均增益阈值。
23．如权利要求22的高功率RF放大器，其中该第一千瓦功率晶体管器牛的平均增益阈值要比第二千瓦功率晶体管器件的平均增益阈值高约0．2至0．4伏。
24．如权利要求17的高功率RF放大器，其中每一个所述第一和第二千瓦功率晶体管器件的每一个管芯具有约1至2欧姆的各自串联的棚极输入电阻。
25．如权利要求17的高功率RF放大器，其中每一个所述第一和第二千瓦功率晶体管器件的每一个管芯具有在它的栅极和它的源极之间的各自输入RF端，该输入RF端的每一个由串联的电阻-电容组合所构成。
26．如权利要求17的高功率RF放大器，其中每一个所述第一和第二千瓦功率晶体管器件的每一个管芯具有在它的源极和它的棚极之间的各自DC端电阻，该DC端电阻具有30至40KΩ的值。
27．如权利要求17的高功率RF放大器，其中每一个所述第一和第二千瓦功率晶体管器件的每一个管芯具有各自的源极-漏极RF反馈电路，每一所述RF反馈电路由一电阻-电容串联组合构成，具有一阻值在400至560Ω的电阻。
28．如权利要求17的高功率RF放大器，其中所述千瓦晶体管器件的每一个的源极被直接地并联连接到所述组合器装置。
29．如权利要求28的高功率RF放大器，其中所述组合器装置包括一具有18Ω层间阻抗的输出平衡-不平衡变换器变压器。
30．如权利要求17的高功率RF放大器，所述第一和第二千瓦功率晶体管器件的每一个进一步包括一用于对各个千瓦功率晶体管器件的管芯的被组合的源极-漏极输出电容动态补偿的谐振电路；所述谐振电路包括在源极和地之间的一串联电感-电容组合以允许谐振环流RF电流在那里流动。
31．如权利要求17的高功率RF放大器，其中所述DC馈送装置包括用于每一所述第一和第二千瓦晶体管器件的一各自的电感-电容组合，包括在所述电源和所述各自千瓦功率晶体管器件之间的一串联电感，和RF电容及低频旁路电容的并联组合。
32．如权利要求29的高功率RF放大器，其中输出平衡-不平衡变换器变压器的阻抗从18Ω到50Ω被匹配，具有一单个的3．5匝比变压器或一对2∶3匝比变压器，低于1．25∶1的VSWR。
33．如权利要求17的高功率RF放大器，进一步包括安置在所述组合器装置和所述RF输出端之间的一低通／高通双工滤波器结构，用来降低谐波失真和提供耗散谐波端。
全文摘要
一种使用了一高电压MOSFET的高功率漏极接地共源极RF放大器。在输入端的相对于地而提供的RF信号通过一隔离变压器的次级在栅极和源极之间馈送该信号。从相对于接地的漏极的源极而取得输出。－13.56MHZ 3KW功率放大器与用于第一MOSFET管芯的隔离的RF输入驱动装置的拓朴结构使用了一对千瓦功率晶体管或KPTs在该KPTs中有多个MOSFET管芯,该管芯的漏极区域是在该管芯低表面的大部分中所构成。该漏极区域与传导铜凸缘直接电和热接触。源极和栅极区域是在远离平的低表面的管芯上所形成。一个或多个芯片KPT可以设计构成13.56MHZ的稳定2.5KW、5KW和10KWRF等离子体发生器。该发生器在输出端使用了一低通/高通滤波器结构用来降低谐波失真和耗损谐波终端。
文档编号H03F3/193GK1282142SQ99119108
公开日2001年1月31日 申请日期1999年7月26日 优先权日1999年7月26日
发明者Y·K·曹拉, C·A·科维尔特 申请人:恩尼技术公司