半导体元件的驱动电路、以及具有驱动电路的半导体装置的制作方法

专利名称：半导体元件的驱动电路、以及具有驱动电路的半导体装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种驱动电路以及具有该驱动电路的半导体装置，该驱动电路具有对于在栅极使用了 P型区域或具有肖特基结的电极的场效应晶体管(FET :Field Effect transistor)等的半导体元件的、针对在导通状态下的过电压、过电流、过功率的保护功能。
背景技术：
近年来，作为功率半导体元件而使用了 GaN系化合物半导体元件的FET受到关注。 这样的GaN系FET与现有的Si系半导体元件等相比，材料特性良好，例如，与Si系的MOSFET 相比，具有能够将消耗功率降低到几分之一的程度的可能性。但是，在栅极中使用了 P型区域的GaN系FET中，存在着伴随漏极-源极间电压(Vds)的增加而元件损失增大的课题。另夕卜，即使在使用了具有肖特基结的电极的FET中，同样有伴随漏极-源极间电压(Vds)的增加而在元件中流过过电流进而元件损失增加的课题。
作为上述的GaN系FET的技术的一例，在日本特开平11-261053号公报(专利文献 1)等中进行了公开，关于检测元件损失的增加的技术，在日本特开2003-78362号公报(专利文献2)等中进行了公开。另外，作为使用了具有肖特基结的电极的FET的一例，在日本特开2006-135241号公报(专利文献3)中进行了公开。以下对针对专利文献1所公开的 GaN系FET、以及专利文献2所公开的Si系半导体元件的过电流抑制电路进行说明。
图15是表示在栅极使用了 ρ型区域的GaN系FET的构造的一例的截面图。在图 15中，在Si单结晶的半导体绝缘性基板101上，通过外延成长等从下起依次形成GaN缓冲层 102、i 型 GaN 层 103、n 型 AlGaN 层 104、P 型 GaN 层 105。另外，在 η 型 AlGaN 层 104 上， 形成有源极106、漏极108的各电极，在ρ型GaN层105上，形成有栅极107的电极。在如此形成的GaN系FET中，栅极107的下方构成为ρη结构造，若对栅极107施加电压，则在η型 AlGaN层104和i型GaN层103之间的异质(hetero)结界面会形成二维电子气层103a，从而实现电子的高速移动动作以及漏极_源极间电流的控制。
图16是表示具备针对Si系半导体元件的过电流抑制电路的现有的功率用半导体装置的一例的电路图。在图16的功率用半导体装置中，在施加驱动电压Vin的驱动电压端子IN、和取出输出电压Vo的输出端子OUT之间，连接有Si系半导体元件即输出晶体管202 的发射极-集电极间。另外，在图16所示的现有的功率用半导体装置中，除了输出用晶体管202之外，还具备驱动控制输出用晶体管202的基极的驱动电路201、检测输出用晶体管202的输出电流Ioc的检测用电阻元件217、输出用晶体管202的集电极-发射极间电压检测电路240、和按照集电极-发射极间电压检测电路240的检测值来控制输出电流Ioc 的过电流限制值的过电流抑制电路230。
图17是表征图16所示的现有的功率用半导体装置中输出用晶体管202的安全动作区域的特性图。通过集电极-发射极间电压检测电路240和过电流抑制电路230的联动作用，输出用晶体管202的集电极-发射极间电压(Vce)和输出电流Ioc在图17中的安全动作区域S0A(Safe Operation Area)的范围内动作。因此，输出用晶体管202的集电极-发射极间电压Vce和输出电流Ioc分别被限制在规定的值以下，保护输出晶体管202的过电压以及过电流。另外，安全区域SOA中的倾斜部S的坡度由电路常数的设定来决定，成为近似于输出用晶体管202的消耗功率的限制曲线的形状。因此，在图16所示的现有的功率用半导体装置中，其过消耗功率保护也动作。如果在由于外部负载等的短路等引起输出电流 Ioc从图17 的区域SOA脱离的情况下，则构成为将驱动电路201的输出晶体管202控制为断开状态，来停止输出晶体管202的动作。
专利文献1 JP特开平11-261053号公报 专利文献2 JP特开2003-78362号公报 专利文献3 JP特开2006-135241号公报 在图15中，在η型的AlGaN层104以及P型GaN层105形成了 ρη结，η型的AlGaN 层104的一端和源极106的电极接触。通常，在使源极106接地、对栅极107的施加电压比对漏极108的施加电压要低的状态来使用，因此，成为在栅极107和源极106间形成了二极管的状态。
另外，即使η型的AlGaN层104是非掺杂的AlGaN层，由于在二维电子气层103a 和ρ型GaN层105成为形成了二极管的状态，因此，栅极107和源极106间成为形成了二极管的状态。
图18(a)是表示图15所示的在栅极使用了 ρ型区域的GaN系FET中的栅极-源极间电压(Vgs)、和栅极-源极间电流(Igs)之间的特性曲线的一例的图表。如图18(a) 所示，成为和由于施加的电压和流过的电流的大小不同而等效电阻不同的一般的二极管的电压-电流特性近似的特性，若栅极-源极间电压(Vgs)超过某电压则栅极-源极间电流 (Igs)急剧增大。其中，栅极-源极间电压(Vgs)和栅极-源极间电流(Igs)之间分别是一对一的唯一对应。
图18 (b)表示在半导体元件中，在栅极使用了 P型区域的GaN系FET的漏极-源极间电压(Vds)和漏极-源极间电流(Ids)之间的特性曲线的一例的图表。在图18(b)中， 在栅极-源极间电压(Vgs)为以3V固定(即栅极-源极间电流(Igs)也恒定)的情况下， 例如以电流值Ia表示的负载电流作为漏极-源极间电流(Ids)流动，此时的漏极-源极间电压(Vds)成为以电压值Va表示的输出电压。在此，在由于外部负载的变化而漏极-源极间电流(Ids)即负载电流从电流值Ia变化为电流值Ib的情况下，漏极-源极间电压(Vds) 从电压值Va变化为电压值Vb，而大幅增加。由此，该半导体元件的消耗功率从(Va*Ia)成为(Vb · lb)。该消耗功率的大小由图18(b)中各斜线所示的面积来表征，能够理解为由于负载变动而导致消耗功率显著增加。
另-方面，在栅极-源极间电压(Vgs)以固定为4V的情况下，例如，在栅极-源极间电流(Igs)同样地仅流过电流值Ib作为负载电流时，漏极-源极间电压(Vds)成为电压值Vc。
在图18(b)所示的特性曲线中，在对栅极-源极间电压(Vgs)为3V的场合和为4V 的场合下的其消耗功率进行比较的情况下，为(Vb · lb) > (Vc · Ib)，能够理解只要是相同的漏极-源极间电流(Ids)，明显地，栅极-源极间电压(Vgs)较大的一方消耗功率较小。 但是，在该GaN系FET中，如图18(a)所示，示出了在栅极-源极间电压(Vgs)从V增加到 4V的情况下，栅极-源极间电流(Igs)急剧增加。这样的栅极-源极间电流(Igs)的急剧的增加会成为对栅极提供电流的驱动电路的大的负担，半导体元件自身和驱动电路的损失会增加，有在高速开关时的上升特性恶化的重大问题。
另外，在JP特开2006-135241号公报(专利文献3)所公开的使用了具有肖特基结的电极的FET中，也与在上述的在栅极使用了 ρ型区域的GaN系FET相同，表现出栅极-源极间电压若超过规定电压则会流过险峻的电流的二极管特性，这在对栅极提供电流的驱动电路中会成为大的负担，半导体元件自身和驱动电路的损失会增加，有同样的在高速开关时的上升特性恶化的问题。
在图16所示的具备过电流抑制电路的现有的功率用半导体装置中，如前所述构成为对输出晶体管的过电压、过电流、过消耗功率进行检测，从而在检测到过电压、过电流、过消耗功率的状态时立即对输出晶体管进行切断动作(断开动作)。因此，在如图16 所示的过去的功率用半导体装置的构成中，在由于异常状态而进行了输出晶体管的切断动作之后，电压、电流立刻成为零，因此，若再开输出晶体管的驱动动作，会有再次检测到过电压、过电流、过消耗功率而进行切断动作这样的切断动作和驱动动作进行反复的可能性。

发明内容
本发明鉴于上述的现有装置中的问题而提出，目的在于提供一种驱动电路以及具备这样的驱动电路的半导体装置，在针对栅极上使用了 P型区域或肖特基电极的FET等的半导体元件的驱动电路中，根据该半导体元件的输入-输出端子间电压、输出电流来探测所述半导体元件的消耗功率增加，或根据输入_输出端子间电压和输出电流来探测消耗功率，从而通过按照消耗功率的增加、减少来使栅极电流累积性地增减，由此谋求该半导体元件的高负载时的消耗功率降低以及驱动电路的低负载时的损失降低，不仅如此，还具有防止导通时的过电压、过电流、过消耗功率的保护功能、降低该半导体元件的损失的功能。
为了解决上述的问题，本发明的第1观点的半导体元件的驱动电路具备动作状态检测单元，其对表现二极管特性的半导体元件的动作状态进行检测，其中，该二极管特性是若栅极_源极间电压超过规定电压，则流过险峻的电流的特性；和栅极控制单元，其从所述动作状态检测单元被输入表示所述半导体元件动作状态的信号，并按照表示所述半导体元件的动作状态的信号，对提供给所述半导体元件的栅极的电压或电流进行控制。这样构成的本发明的第1观点的半导体元件的驱动电路，能够谋求该半导体元件的高负载时的消耗功率降低以及驱动电路的低负载时的损失降低。
在本发明的第2观点的半导体元件的驱动电路中，所述第1观点中的所述半导体元件也可以构成为在栅极具有P型区域或肖特基电极，所述动作状态检测单元由测定所述半导体元件的输入-输出端子间电压的电压检测单元构成，所述栅极控制单元从所述电压检测单元被输入所述半导体元件的输入-输出端子间电压的电压测定值，所述栅极控制单元并构成为在所述电压测定值至少超过切换基准电压设定值时，对提供给所述半导体元件的栅极的电流进行控制。这样构成的本发明的第2观点的半导体元件的驱动电路，判断半导体元件的动作状态例如消耗功率状态，根据该半导体元件的输入_输出端子间的电压来判断消耗功率的增减，按照消耗功率的增减、减少来使栅极电流累积性地增减，由此谋求该半导体元件的高负载时的消耗功率降低以及驱动电路的低负载时的损失降低，不仅如此， 还能够统合该半导体元件的导通时的过电压、过消耗功率保护功能和该半导体元件的损失降低功能来达成安全性以及可靠性高、节能化。
本发明的第3观点的半导体元件的驱动电路也可以构成为所述第2观点中的所述栅极控制单元在每个规定周期被输入由所述电压检测单元测定出的所述半导体元件的输入-输出端子间电压的电压测定值，在所述电压测定值为第1切换基准电压设定值以上时，将第1栅极电流设定值作为上限，使提供给所述半导体元件的栅极的栅极电流为在测定前的栅极电流上增加规定量后的电流，在所述电压测定值为第2切换基准电压设定值以下时，将第2栅极电流设定值作为下限，使提供给所述半导体元件的栅极的栅极电流为在测定前的栅极电流上减少规定量之后的电流。
本发明的第4观点的半导体元件的驱动电路也可以构成为所述第2或第3观点中的所述栅极控制单元被输入由所述电压检测单元测定出的所述半导体元件的输入-输出端子间的电压测定值，在所述电压测定值成为上限基准电压设定值以上时以后，停止所述半导体元件的驱动。
在本发明的第5观点的半导体元件的驱动电路中，所述第1观点中的所述半导体元件也可以构成为在栅极具有P型区域或肖特基电极，所述动作状态检测单元由测定所述半导体元件的输出电流的电流检测单元构成，所述栅极控制单元被输入所述半导体元件的输出电流的电流测定值，所述栅极控制单元并构成为在所述半导体元件的输出电流的电流测定值至少超过切换基准电流设定值时，对提供给所述半导体元件的栅极的电流进行控制。这样构成的本发明的第5观点的半导体元件的驱动电路，判断半导体元件的动作状态例如消耗功率状态，根据该半导体元件的输出电流来判断消耗功率的增减，按照消耗功率的增减、减少来使栅极电流累积性地增减，由此谋求该半导体元件的高负载时的消耗功率降低以及驱动电路的低负载时的损失降低，不仅如此，还能够统合该半导体元件的导通时的过电流、过消耗功率保护功能和该半导体元件的损失降低功能来达成安全性以及可靠性高、节能化。
本发明的第6观点的半导体元件的驱动电路也可以构成为所述第5观点中的所述栅极控制单元在每个规定周期被输入由所述电流检测单元测定出的所述半导体元件的输出电流的电流测定值，在所述电流测定值为第1切换基准电流设定值以上时，将第1栅极电流设定值作为上限，使提供给所述半导体元件的栅极的栅极电流为在测定前的栅极电流上增加规定量后的电流，在所述电流测定值为第2切换基准电流设定值以下时，将第2栅极电流设定值作为下限，使提供给所述半导体元件的栅极的栅极电流为在测定前的栅极电流上减少规定量后的电流。
本发明的第7观点的半导体元件的驱动电路也可以构成为所述第5或第6观点中的所述栅极控制单元被输入由所述电流检测单元测定出的所述半导体元件的输出电流的电流测定值，在所述电流测定值成为上限基准电流设定值以上时以后，停止所述半导体元件的驱动。
在本发明的第8观点的半导体元件的驱动电路中，所述第1观点中的所述半导体元件也可以构成为在栅极具有P型区域或肖特基电极，所述动作状态检测单元由如下单元构成测定所述半导体元件的输入-输出端子间电压的电压检测单元；测定所述半导体元件的输出电流的电流检测单元；和根据来自所述电压检测单元的输入-输出端子间电压的电压测定值、和来自所述电流检测单元的输出电流的电流测定值，来测定所述半导体元件的消耗功率的功率检测单元，所述栅极控制单元被输入所述半导体元件的消耗功率测定值，所述栅极控制单元并构成为在所述半导体元件的消耗功率测定值至少超过切换基准功率设定值时，对提供给所述半导体元件的栅极的电流进行控制。这样构成的本发明的第8 观点的半导体元件的驱动电路，测定半导体元件的动作状态例如消耗功率状态，根据该半导体元件的输入-输出端子间电压和输出电流来测定消耗功率，按照消耗功率的增减、减少来使栅极电流累积性地增减，由此谋求该半导体元件的高负载时的消耗功率降低以及驱动电路的低负载时的损失降低，不仅如此，还能够统合该半导体元件的导通时的过消耗功率保护功能和该半导体元件的损失降低功能来达成安全性以及可靠性高、节能化。
本发明的第9观点的半导体元件的驱动电路也可以构成为所述第8观点中的所述栅极控制单元在每个规定周期被输入由所述功率检测单元测定出的所述半导体元件的消耗功率测定值，在所述消耗功率测定值为第1切换基准功率设定值以上时，将第1栅极电流设定值作为上限，使提供给所述半导体元件的栅极的栅极电流为在测定前的栅极电流上增加规定量后的电流，在所述消耗功率测定值为第2切换基准功率设定值以下时，将第2栅极电流设定值作为下限，使提供给所述半导体元件的栅极的栅极电流为在测定前的栅极电流上减少规定量后的电流。
本发明的第10观点的半导体元件的驱动电路也可以构成为所述第8或第9观点中的所述栅极控制单元被输入由所述功率检测单元测定出的所述半导体元件的消耗功率测定值，在所述消耗功率测定值为上限基准电流设定值以上时以后，停止所述半导体元件的驱动。
在本发明的第11观点的半导体元件的驱动电路中，所述第1观点中的所述半导体元件也可以构成为在栅极具有P型区域或肖特基电极，所述动作状态检测单元由如下单元构成测定所述半导体元件的输入-输出端子间电压的电压检测单元；测定所述半导体元件的输出电流的电流检测单元；和根据来自所述电压检测单元的输入-输出端子间电压的电压测定值、和来自所述电流检测单元的输出电流的电流测定值，来测定所述半导体元件的消耗功率的功率检测单元，所述栅极控制单元构成为在由所述电压检测单元测定出的电压测定值至少超过切换基准电压设定值时、由所述电流检测单元测定出的电流测定值至少超过切换基准电流设定值时、或由所述功率检测单元测定出的消耗功率测定值至少超过切换基准功率设定值时中任意一个时刻，对提供给所述半导体元件的栅极的电流进行控制。这样构成的本发明的第11观点的半导体元件的驱动电路，测定半导体元件的动作状态例如消耗功率状态，根据该半导体元件的输入-输出端子间电压、该半导体元件的输出电流、或该半导体元件的输入-输出端子间的电压和输出电流来测定消耗功率，按照消耗功率的增减、减少来使栅极电流累积性地增减，由此谋求该半导体元件的高负载时的消耗功率降低以及驱动电路的低负载时的损失降低，不仅如此，还能够统合该半导体元件的导通时的过电压、过电流、过消耗功率保护功能和该半导体元件的损失降低功能来达成安全性以及可靠性高、节能化。
本发明的第12观点的半导体元件的驱动电路也可以构成为所述第11观点中的所述栅极控制单元被输入由所述电压检测单元测定出的所述半导体元件的输入-输出端子间电压的电压测定值、由所述电流检测单元测定出的所述半导体元件的输出电流的电流测定值、以及由所述功率检测单元测定出的所述半导体元件的消耗功率测定值，所述栅极控制单元具有选择器，该选择器用于根据栅极电流的大小，选择来实施如下的动作的任一者第1动作，在所述电压测定值为切换基准电压设定值以上时，将第1栅极电流设定值作为上限，使提供给所述半导体元件的栅极的栅极电流为在测定前的栅极电流上增加规定量后的电流；第2动作，在所述电流测定值为切换基准电流设定值以上时，将第2栅极电流设定值作为上限，使提供给所述半导体元件的栅极的栅极电流为在测定前的栅极电流上增加规定量后的电流；或者第3动作，在所述消耗功率测定值为第1切换基准功率设定值以上时，将第3栅极电流设定值作为上限，使提供给所述半导体元件的栅极的栅极电流为在测定前的栅极电流上增加规定量后的电流，所述栅极控制单元构成为在与所述选择器的选择动作无关、所述消耗功率测定值为第2切换基准功率设定值以下时，将第4栅极电流设定值作为下限，使提供给所述半导体元件的栅极的栅极电流为在测定前的栅极电流上减少规定量后的电流。
本发明的第13观点的半导体元件的驱动电路也可以构成为所述第11或第12观点中的所述栅极控制单元在所述电压测定值为上限基准电压设定值以上时以后、所述电流测定值为上限基准电流设定值以上时以后、所述消耗功率测定值为上限基准功率设定值以上时以后，停止所述半导体元件的驱动。
本发明的第14观点的半导体元件的驱动电路，所述第1到第13观点中的所述半导体元件也可以是在栅极使用了 P型区域或使用了肖特基电极的FET。
本发明的第14观点的半导体元件的驱动电路，具备所述第1到第14观点所记载的半导体元件的驱动电路以及通过所述驱动电路来控制驱动的半导体元件。这样构成的本发明的第15观点的半导体装置，由于能够谋求半导体元件的高负载时的消耗功率降低以及驱动电路的低负载时的损失降低，并且，能够防止半导体元件的导通时的过电压、过电流、过消耗功率，因此，成为安全性以及可靠性高、促进了节能化的具有良好特性的装置。另夕卜，这样构成的本发明的半导体装置由于能够以简单的电路构成来构筑，因此，能够以低成本制造具有良好特性的装置。
根据本发明，能够提供一种驱动电路以及半导体装置，测定半导体元件的动作状态例如消耗功率状态，例如根据该半导体元件的输入-输出端子间电压、该半导体元件的输出电流、或该半导体元件的输入_输出端子间的电压和输出电流来测定消耗功率，按照消耗功率的增减、减少来使栅极电流累积性地增减，由此谋求该半导体元件的高负载时的消耗功率降低以及驱动电路的低负载时的损失降低，不仅如此，统合了该半导体元件的导通时的过电压、过电流、过消耗功率保护功能和该半导体元件的损失降低功能，来达成安全性以及可靠性高、节能化。


图1是表示本发明的实施方式1的驱动电路以及具有该驱动电路的半导体装置的电路构成的框图。
图2是表示本发明的实施方式1的驱动电路中的栅极控制部的电路构成的框图。
图3是表示本发明的实施方式1的各部的主要信号的波形图。
图4是表示在本发明的实施方式1中，在栅极使用了 P型区域的FET开关元件的漏极-源极间电压(Vds)和漏极-源极间电流(Ids)的关系的特性图。
图5是表示本发明的实施方式2的驱动电路以及具有该驱动电路的半导体装置的电路构成的框图。
图6是表示本发明的实施方式2的驱动电路中的栅极控制部的电路构成的框图。
图7是表示本发明的实施方式2的各部的主要信号的波形图。
图8是表示在本发明的实施方式2中，在栅极使用了 ρ型区域的FET开关元件的漏极-源极间电压(Vds)和漏极-源极间电流(Ids)的关系的特性图。
图9是表示本发明的实施方式3的驱动电路以及具有该驱动电路的半导体装置的电路构成的框图。
图10是表示在本发明的实施方式3中，在栅极使用了 ρ型区域的FET开关元件的漏极-源极间电压(Vds)和漏极-源极间电流(Ids)的关系的特性图。
图11是表示本发明的实施方式4的驱动电路以及具有该驱动电路的半导体装置的电路构成的框图。
图12是表示本发明的实施方式4的驱动电路中的栅极控制部的电路构成的框图。
图13是表示实施方式4的驱动电路中的栅极电流设定部的电路构成的框图。
图14是表示在本发明的实施方式4中，在栅极使用了 ρ型区域的FET开关元件的漏极-源极间电压(Vds)和漏极-源极间电流(Ids)的关系的特性图。
图15是表示在栅极使用了 ρ型区域的GaN系FET的构造的-例的截面图。
图16是表示具备过电流抑制电路的现有的功率用半导体装置的一例的电路图。
图17是表征图16的功率用半导体装置中的输出用晶体管的安全动作区域的特性图。
图18(a)是表示图15所示的在栅极使用了 ρ型区域的GaN系FET中的栅极-源极间电压(Vgs)和栅极-源极间电流(Igs)之间的特性曲线的一例的图表，(b)是表示漏极-源极间电压(Vds)和漏极-源极间电流(Ids)之间的特性曲线的一例的图表。
(附图标号说明) 1开关元件 2、12、22、32 栅极控制部 3、13、23、33 保护部 4电压检测部 5电流检测部 6功率检测部 7、17、27、37 保持部 8 负载 34栅极电流设定部 51、52基准电压源 53、54 比较器 55、56、68、70AND 元件 57、58、65单脉冲发生器 59增减计数器 60D/A 变换器 61可变电流源 62 开关 63驱动信号发生器 64延迟电路 660R 元件 67逆变器元件(INV元件) 96电流检测信号判定部 97电压检测信号判定部 98功率检测信号判定部 99选择器
具体实施例方式下面，参照添加的附图对本发明的驱动电路以及使用了该驱动电路的半导体装置的合适的实施方式进行详细的说明。另外，本发明并不限于下面的实施方式所记载的具体的构成，本发明包含根据与实施方式中说明的技术思想相同的技术思想以及本技术领域中的技术常识而构成的方案。
(实施方式1) 图1是表示本发明的实施方式1的驱动电路以及具有该驱动电路的半导体装置的电路构成的框图。在图1中，由实施方式1的驱动电路而进行驱动控制的半导体元件即开关元件1是在栅极使用了 P型区域的FET。在此，“在栅极使用了 P型区域的FET”是由半导体层叠构造而构成的FET，是与该半导体层叠构造相接有ρ型半导体层，在栅极电极上使用该P型半导体层的FET。另外，在半导体层叠构造中，虽然与ρ型半导体层接触的部分为非掺杂，但也可以为η型或P型。实施方式1中的半导体层叠构造例如是氮化物半导体。
在实施方式1的驱动电路的开关元件1中，漏极连接于输出电压VM的电源(图示省略)，栅极连接于作为栅极控制单元的栅极控制部2，源极连接于负载8的一端，负载8的另一端接地。来自栅极控制部2的栅极驱动信号GS输入到开关元件1的栅极。开关元件 1的漏极以及源极均与作为保护单元的保护部3内的作为电压检测单元的电压检测部4分路连接。
在本发明的实施方式1中，驱动电路由作为栅极控制单元的栅极控制部2、以及作为保护单元的保护部3构成，其中，保护部3具有作为电压检测单元的电压检测部4和作为保持单元的保持部7。另外，本发明的实施方式1的半导体装置构成为包括上述驱动电路以及作为由该驱动电路驱动控制的半导体元件的开关元件1。另外，在本发明的实施方式1 中，所谓的动作状态检测单元由检测半导体元件1的动作状态的电压检测部4构成。
保护部3中的电压检测部4仅在栅极控制部2形成并输出的测定指示信号MN为高电平(H)的区间，通过任意的检测单元检测漏极-源极间电压(Vds)。电压检测部4形成和检测出的漏极-源极间电压(Vds)对应的电压检测信号SV，并将该电压检测信号SV输出给栅极控制部2。在如此地检测电压检测信号SV的期间，漏极-源极间电压(Vds)满足规定的条件的情况(实施方式1的驱动电路中，漏极-源极间电压(Vds)超过上限电压Vx 的情况)下，电压检测部4使电压限制检测信号SVW为高电平(H)，将该电压限制检测信号SVW传达给保持部7。保持部7在通过双稳态多谐振荡器(flip flop)等单元，电压限制检测信号SVW哪怕一次成为高电平(H)的情况下，使驱动停止信号SB成为高电平(H)，并传输给栅极控制部2。此时，即使电压限制检测信号SVW从高电平(H)下降为低电平(L)，驱动停止信号SB也保持高电平(H)的状态。栅极控制部2构成为对栅极控制部2输入来自保持部7的驱动停止信号SB，且构成为对栅极控制部2输入来自装置外部的外部驱动停止信号EXSB。因此，栅极控制部2，在驱动停止信号SB或外部驱动停止信号EXSB中至少任一的信号成为高电平(H)时，栅极驱动信号GS的信号电平降到接地电平来停止开关元件1的驱动。在上述的动作中，信号的高电平(H)以及低电平(L)为例示，也可构成为即使在信号中高电平(H)和低电平(L)相反，也能够实现相同的动作。
图2是表示本发明的实施方式1的驱动电路中的栅极控制部2的电路构成的框图。在图2中，电压检测信号SV被输入到比较器53的正端子，在负端子上连接用于输出电压Va的基准电压源51。另外，电压检测信号SV被输入到比较器54的负端子，在正端子上连接用于输出电压Vb的基准电压源52。基准电压源51所输出的电压Va是上侧切换电压 (第1切换基准电压设定值)，基准电压源52所输出的电压Vb是下侧切换电压(第2切换基准电压设定值)。
比较器53、54的输出信号Ca、Cb分别被输入到AND元件55、56。在AND元件55、 56的各自中，比较器53、54的输出信号Ca、Cb和从单脉冲发生器65输出的信号输出TG被进行AND运算，其运算结果作为信号CaT、CbT被分别输出到单脉冲发生器57、58。单脉冲发生器57、58、65的各自构成为在输入信号从低电平(L)变化到高电平(H)时，仅产生一个具有规定宽度的脉冲。
从AND元件55、56对单脉冲发生器57、58输入信号CaT、CbT,从而单脉冲发生器 57,58对增减计数器59分别输出信号CKa、CKb。从单脉冲发生器57输出的信号CKa被输入到增减计数器59的计数增输入CKU。另外，从单脉冲发生器58输出的信号CKb被输入到增减计数器59的计数减输入CKD。增减计数器59每当在计数增输入CKU或计数减输入CKD 输入了脉冲，逻辑信号的并行(parallel)输出Qout的输出值DADn(η为下标)发生变化。 例如，每当在计数增输入CKU被输入脉冲(CKa)时，按照成为DAD2、DAD3、DAD4……的方式进行变化，相反，每当在计数减输入CKD被输入脉冲(CKb)时，按照DAD4、DAD3、DAD2……的方式进行变化。另外，对增减计数器59进行设定，以使DADn = DADn^+An。DADn与DADrn 的差An在实施方式1中与η无关而为恒定，但也可以根据η的值而进行变化。
如此，增减计数器59具有如下功能在对计数增输入CKU以及计数减输入CKD输入脉冲前的并行输出Qout的值上增加或减少各个规定值，从而形成新的并行输出Qout。增减计数器59的并行输出Qout被输入到D/A变换器60，增减计数器59的并行输出Qout的逻辑输出值DADn被变换为规定的逻辑信号DA0，并将其从D/A变换器60输出。从D/A变换器60输出的逻辑信号DAO被输入到基于逻辑信号进行控制的涌出型的可变电流源61。来自可变电流源61的电流信号(Igs)仅经由开关62，作为栅极驱动信号GS输出给开关元件 1的栅极。
如图2所示，在栅极控制部2设有驱动信号发生器63。驱动信号发生器63生成驱动信号DS，该驱动信号DS反映了开关元件1的希望的动作模式以及动作定时。驱动信号DS 被输入到使输入信号延迟规定的时间的延迟电路64，在延迟电路64中，生成延迟驱动信号DDS0延迟驱动信号DDS被输入到单脉冲发生器65，来生成包含单脉冲信号的信号TG。生成的信号TG如前所述，被输入到AND元件55、56。
另外，从驱动信号发生器63输出的驱动信号DS被输入到AND元件68，生成用于驱动开关62的信号GDS。开关62在信号GDS为高电平(H)的情况下，将可变电流源61的输出作为栅极驱动信号GS输入给开关元件1的栅极。另一方面，在信号GDS为低电平(L)的情况下，开关62将一端接地的电阻69和开关元件1的栅极实现电连接。
另外，在栅极控制部2中，构成为来自驱动信号发生器63的驱动信号DS和来自延迟信号64的延迟驱动信号DDS被输入到AND元件70。在AND元件70中所生成的测定指示信号MN被输入到电压检测部4 (参照图1)。
然后，在栅极控制部2中，上述的来自保持部7的驱动停止信号SB以及外部驱动停止信号EXSB被输入到OR元件66，该OR元件66的输出经由逆变器(INV)元件67后被输入到AND元件68。在AND元件68中，取得来自驱动信号发生器63的驱动信号DS和INV 元件67的输出的逻辑积，来输出用于驱动控制开关62的信号GDS。
图3是表示图1以及图2所示的实施方式1的半导体装置中的各部的主要信号的波形图。在图3的波形图中，示出了 Vds通常时、Vds降低时、Vds上升时、Vds临界时的4 种动作状况下的各部的主要信号的波形。
图4是表示以在栅极使用了 ρ型区域的FET构成的开关元件1的漏极-源极间电压(Vds)和漏极-源极间电流(Ids)的关系的特性图，说明了实施方式1中的开关元件1 的动作点的迁移。
另外，如上述的图18(a)所说明那样，在这样的开关元件1中，栅极-源极间电压 (Vgs)和栅极-源极间电流(Igs)是一对一唯一对应的关系。另外，在这样的开关元件1 中，二极管特性的正向特性易于变动，按栅极-源极间电流(Igs)的每个值进行控制，其动作更加稳定，因此，在实施方式1的驱动电路中，按每个栅极-源极间电流(Igs)进行控制， 图4中示出了每个栅极-源极间电流(Igs)的、漏极-源极间电压(Vds)和漏极-源极间电流(Ids)的关系。
[驱动电路的动作] 下面，对实施方式1的驱动电路的动作进行说明。另外，在栅极控制部2中，栅极驱动信号GS的电流量即可变电流源61的输出电流(Igs)的量In (η为下标)相对于增减计数器59的并行输出Qout的输出值DADn为对应。另外，动作开始时(初始状态)的增减计数器59的并行输出Qout的输出值为DAD4，与此对应，可变电流源61的输出为Igs = 14， 是具有图4上的点S的位置所表征的漏极_源极间电压(Vds)和漏极-源极间电流(Ids) 的关系的值。另外，在实施方式1中，可变电流源61的最小输出电流以及最大输出电流分别设为12以及15。
另外，在动作开始时(初始状态)，从电压检测部4向保持部7输出的电压限制检测信号SVW以及驱动停止信号SB均为低电平(L)，即保持部27是被清零的状态。如根据图 2所明确的那样，由于外部驱动停止信号EXSB和驱动停止信号SB是相同极性地进行动作， 因此，在说明上，在动作开始时(初始状态)，设与驱动停止信号SB相同，EXSB = L。另外， 在实施方式1中，测定指示信号丽=H下，漏极-源极间电压(Vds)和电压检测信号SV的电压在说明上设为相等。
[Vds通常时的动作] 在图3所示的波形图中，首先 ，对在驱动信号DS = H的区间，开关元件1的漏极_源极间电压(Vds)为Vb < Vds < Va的Vds通常时的驱动电路的动作进行说明。
由于从驱动信号发生器63产生的驱动信号DS和驱动停止信号SB以及外部驱动停止信号EXSB均为低电平(L)，因此用于驱动开关62的信号GDS和驱动信号DS成为相同波形。
在用于驱动开关62的信号GDS为高电平(H)时，从可变电流源61输出的电路不变化(在图3中Igs = 14以及在图4中Igs = 14上的点S)，作为栅极驱动信号GS被注入到开关元件1的栅极。其结果，开关元件1的漏极_源极间成为接通状态，从而通电。另一方面，在信号GDS为低电平(L)时，电阻69与开关元件1的栅极连接，开关元件1的栅极的电位降低，从而开关元件1成为断开状态。
驱动信号DS被输入到延迟电路64中，从而生成延迟了时间td的延迟驱动信号 DDS0以该延迟驱动信号DDS和驱动信号DS，通过AND元件70生成测定指示信号丽。测定指示信号MN成为从驱动信号DS的上升沿起仅缺少了时间td的脉冲波形。如此形成测定指示信号丽的目的在于为了避免开关元件1的开关时的电压瞬变(ringing)等瞬间过渡的电压状态下的电压测定，而测定从过渡状态移转到稳定状态时的可靠的漏极-源极间电压(Vds)。
在测定指示信号丽为高电平(H)的期间，电压检测部4测定漏极-源极间电压 (Vds)。将由电压检测部4作为电压检测信号SV输出的是图3中的“Vds”的波形的粗线部分。此时的电压检测信号SV在比较器53、54中被判定为在下侧切换基准电压Vb (第2切换基准电压设定值)以上，且在上侧切换基准电压(第1切换基准电压设定值)Va以下，各个输出信号Ca、Cb保持低电平(L)不变。
单脉冲发生器65在延迟驱动信号DDS的上升沿的定时，产生仅1个脉冲的信号 TG0在实施方式1中，在该信号TG的定时，判定漏极-源极间电压(Vds)的大小，进行栅极驱动电流的变更。在上述的Vds通常时的动作中，由于较AND元件55、56为下游的单脉冲发生器57、58的输出信号Cka、Ckb也还保持低电平(L)，增减计数器59的并行输出Qout的输出值保持DAD4不变。
[Vds降低时的动作] 接着，对在驱动信号DS = H的区间，开关元件1的漏极-源极间电压(Vds)为 Vds ^ Vb的Vds降低时的驱动电路的动作进行说明。
在负载8变轻、漏极-源极间电流(Ids)不断降低时，例如在图4中，沿着Igs = 14的特性曲线，漏极-源极间电压(Vds)不断降低。在图4中，从Igs = 14的特性曲线中的点S向点A移动。此时的电压检测信号SV被在比较器53中被判定为是上侧切换基准电压(第1切换基准电压设定值)Va以下，从而比较器53的输出信号Ca成为低电平(L)，且在比较器54中被判定为是下侧切换基准电压(第2切换基准电压设定值)Vb以下，从而比较器54的输出信号Cb成为高电平(H)。其结果，在单脉冲发生器65的信号TG为高电压 (H)的定时，AND元件56的输出信号CbT也成为高电平(H)。由此，使单脉冲发生器58产生1个脉冲的信号CKb，并输入到增减计数器59的计数减输入CKD。其结果，增减计数器59 的并行输出Qout的输出值从DAD4减少到DAD3。与此相应，可变电流源61的输出电流即栅极驱动电路Igs从14减少到13。其结果，漏极-源极间电流(Ids)几乎不变，电压检测信号SV以及漏极-源极间电压(Vds)从电压Vb以下的区域的值变化到电压Vb和电压Va 之间的区域内的值。该变化是图3中虚线所示圆圈A中的变化，在图4中，示出了动作点从点A迁移到点B。通过该迁移动作，以漏极-源极间电压(Vds)和漏极-源极间电流(Ids) 的积所表征的开关元件1的损失(消耗功率)虽有若干增加，但由于能够使栅极驱动电流 (Igs)降低，因此，在实施方式1的驱动电路中，能够实现低负载时的开关动作的高速化和驱动电路自身的损失降低。
当漏极-源极间电压(Vds)进一步不断降低的情况下，反复上述的迁移动作的过程。例如，在图3中，漏极-源极间电压(Vds)如虚线所示的圆圈C那样变化，在图4中，动作点从点C迁移到点D，从而栅极驱动电流(Igs)从13降低到12。通过进行这样的迁移动作，能够实现Vds降低时的低负载时的开关动作的高速化和驱动电路自身的损失降低。
[Vds上升时的动作] 接着，对在驱动信号DS = H的区间，开关元件1的漏极-源极间电压(Vds)为 Va ( Vds < Vx的Vds上升时的驱动电路的动作进行说明。
在负载8变重，漏极-源极间电流(Ids)不断上升时，例如，成为图3中虚线所示圆圈E所表示的状态。该变化是在图4中，漏极-源极间电压(Vds)沿着Igs = 12的特性曲线上升，从而Igs = 12的特性曲线中的点E向点F迁移的状态。此时，电压检测信号 SV(Vds)通过比较器53被判定为在上侧切换基准电压(第1切换基准电压设定值)Va以上，比较器53将输出信号Ca输出为高电平(H)。另外，电压检测信号SV(Vds)通过比较器 54被判定为在下侧切换基准电压Vb以上，比较器54将输出信号Cb输出为低电平(L)。在单脉冲发生器65的信号TG为高电平(H)的定时，AND源极55的输出信号CaT也成为高电平(H)。由此，单脉冲发生器57输出1个脉冲的信号CKa，并将其输入到增减计数器59的计数增输入CKU。其结果，增减计数器59的并行输出Qout的输出值从DAD2上升到DAD3。 与此对应，可变电流源61的输出电流从12上升到13。其结果，漏极-源极间电流(Ids)几乎不变，电压检测信号SV以及漏极-源极间电压(Vds)从电压Va以上的区域的值变化到电压Vb和电压Va之间的区域内的值。该变化在图4中表示动作点从点E迁移到点F。在这样地提供高负载时需要的栅极驱动电路(Igs)的动作中，用漏极-源极间电压(Vds)和漏极-源极间电流(Ids)的积来表征的开关元件1的损失(消耗功率)较大地降低。
在漏极-源极间电压(Vds)进一步不断上升的情况下，反复上述的迁移动作的过程。例如，在图3中，漏极-源极间电压(Vds)如虚线所示圆圈G、I那样变化，在图4中，动作点从点G迁移到点H，从而栅极驱动电流(Igs)从13上升到14，另外，动作点从点I迁移到点J，从而栅极驱动电流(Igs)从14上升到15。通过进行这样的迁移动作，在Vds上升时的高负载时所需要的栅极驱动电流(Igs)中，开关元件1的损失(消耗功率)降低。
[Vds临界时的动作] 接着，对驱动信号DS = H的区间中，开关元件1的漏极-源极间电压(Vds)为 Vx ( Vds的Vds临界时的驱动电路的动作进行说明。
若负载8进一步变重，漏极-源极间电流(Ids)进一步不断上升，则如在图3中虚线所示的圆圈F内那样变化。该变化是在图4中漏极-源极间电压(Vds)沿着Igs = 15 的特征曲线上升，例如移动到点F的上限电压(上限基准电压设定值)的状态。此时，由于栅极驱动电流(Igs) 15为最大的值，因此，漏极-源极间电流(Ids)不会在进一步增加。因此，用漏极-源极间电压(Vds)和漏极-源极间电流(Ids)的积来表征的开关元件1的损失(消耗功率)较大地上升。在由于电压检测部4的动作而开关动作时的漏极-源极间电压(Vds)成为上限电压Vx以上的情况下，电压限制检测信号SVW立刻成为高电平(H)。由此，保持部7将驱动停止信号SB以高电平(H)来固定输出。其结果，在图2所示的栅极控制部2中，INV元件67的输出成为低电平(L)，AND元件68的输出即信号⑶S与驱动信号发生器63的驱动信号DS的波形无关地被固定于低电平(L)。由此，开关62成为总是连接电阻69的状态，栅极驱动信号GS以及开关元件1的栅极电位移转到接地电位，开关元件1 成为不进行开关动作的状态。
另外，漏极-源极间电压(Vds)和电压检测信号SV的关系在实施方式1中的测定指示信号^ = H下相等，但只要实施方式1中的漏极_源极间电压(Vds)和基准电压Va、 Vb等的关系得到遵守，则也可以任意地规定电压检测信号SV的传输形式。另外，实施方式 1是实现本发明的1个实施例，也可以使用实施方式1以外的带来相同的功能、效果的其它的手段、方法。
另外，在实施方式1中，将Va设定为栅极驱动电流(Igs)的上侧的切换判定用基准电压(第1切换基准电压设定值)，将电压Vx设定为漏极-源极间电压(Vds)的上限电压(上限基准电压设定值)。这是为了区分进行开关元件1的损失控制的范围、和用于规定接通状态的漏极-源极间电压(Vds)的最大值来使开关元件1在安全动作区域内动作的范围，在实施方式1的驱动电路中，栅极驱动电流(Igs)的切换、和从漏极-源极间电压(Vds) 的电压限制检测到驱动停止信号SB的产生为止，为不同的功能。但是，若其范围为相同则也可以不用电压检测部4内的漏极-源极间电压(Vds)的上限电压Vx的检测功能。例如， 在增减计数器59的并行输出Qout为最大的情况下，也可以采用在漏极-源极间电压(Vds) 达到上侧切换基准电压(第1切换基准电压设定值)Va时输出电压限制检测信号SVW等的方法。
另外，在实施方式1中，例如，基准电压Va、Vb为固定，但是，为了进一步地进行精密的开关元件1的损失控制，也可以使基准电压源51、52是和D/A变换器60输出的信号 DAO联动来进行变化的可变电压源。另外，电压检测部4能够以时间平均的值来输出电压检测信号SV的值，或也可以构成为电压限制检测信号SVW在某一定时间以上成为高电平 (H)时使驱动停止信号SB为高电平(H)，从而构成为能够在事实上无视噪声等的可容许的短时间的漏极-源极间电压(Vds)的增加。
另外，实施方式1的驱动电路以在栅极使用了 ρ型区域的FET作为半导体元件进行了说明，但应用于在栅极使用了肖特基电极的FET，也能够同样起到良好的效果。这是由于即使在使用了肖特基电极的FET中，栅极和源极之间也成为形成了二极管的状态，具有同样的问题。
在实施方式1的驱动电路中，按照漏极-源极间电压(漏极_源极间电流、开关元件的输入-输出端子间的消耗功率等)来通过可变电流源进行栅极电流的控制，但同样地， 使用可变电压源等来控制栅极电压的情况也可以得到同等的效果。
另外，本实施方式1的驱动电路是用于实现本发明的一个实施例，对于根据实施方式1中说明以外的手段以及方法，只要是具有同样的技术的特征从而得到同样的功能效果，则这些手段以及方法也包含在本发明中。
在具有以上的构成的实施方式1的驱动电路中，对在栅极使用了 P型区域或使用了肖特基电极的FET等的开关元件进行驱动的情况下，具有能够根据开关元件的输入_输出端子间电压来判定开关元件的消耗功率增加，并按照消耗功率的增加、减少来对栅极电流进行累积性增减的构成。其结果，在实施方式1的驱动电路的构成中，能够大幅降低制造成本来提供_种驱动电路以及使用了该驱动电路的半导体装置，该驱动电路能够实现高负载时的消耗功率降低以及低负载时的驱动电路的损失降低、和针对开关元件的输入-输出端子间电压的过剩状态的保护，提高安全性以及可靠性，并实现了节能化。
(实施方式2) 图5是表示本发明的实施方式2的驱动电路以及具有该驱动电路的半导体装置的电路构成的框图。另外，在实施方式2中，对于作为由驱动电路来驱动控制的半导体元件的开关元件1，利用在栅极使用了 P型区域的FET进行说明，但利用于在栅极使用了肖特基电极的FET和其它的半导体元件中也能起到同样的效果，这一点是不言而喻的。在以下的实施方式2的说明中，对于具有和前述的实施方式1的驱动电路以及半导体装置中的要素相同的功能、构成的要素赋予相同的符号，省略说明。
在图5中，在栅极使用了 ρ型区域的FET的开关元件1的栅极上，连接有作为栅极控制单元的栅极控制部12。另外，开关元件1的漏极连接于用于输出电压VM的电源(图示省略)，其源极经由电流检测部5连接于负载8的一端，负载8的另一端接地。来自栅极控制部12的栅极驱动信号GS被输入到开关元件1的栅极。作为保护单元的保护部13内的电流检测部5仅在栅极控制部12形成的测定指示信号丽成为高电平(H)的区间，通过基于分流(shunt)电阻的电位差或基于霍尔元件的霍尔电压等任意的手段，测定漏极-源极间电流(Ids)。电流检测部5生成与漏极-源极间电流(Ids)的大小对应的电流信号即电流检测信号Si，并将该电流检测信号SI传达给栅极控制部12。在如此检测出电流检测信号SI的期间，在漏极-源极间电流(Ids)满足规定的条件的情况下(在实施方式2的驱动电路中，漏极-源极间电流(Ids)超过电流Ix的情况)，电流检测部5使电流限制检测信号 SIW为高电平(H)，并将该电流限制检测信号SIW传达给保持部17。作为保持单元的保持部 17在通过双稳态多谐振荡器(flip flop)等单元，而电流限制检测信号SIW哪怕一次成为高电平(H)的情况下，使驱动停止信号SB成为高电平(H)，并传输给栅极控制部12。此时， 即使电流限制检测信号SIW从高电平(H)下降为低电平(L)，驱动停止信号SB也保持高电平(H)。栅极控制部12构成为对栅极控制部12输入来自保持部17的驱动停止信号SB， 且构成为对栅极控制部12输入来自装置外部的外部驱动停止信号EXSB。因此，栅极控制部 12，在驱动停止信号SB或外部驱动停止信号EXSB中至少任一的信号成为高电平(H)时，栅极驱动信号GS的信号电平降到接地电平来停止开关元件1的驱动。
在上述的动作中，信号的高电平(H)以及低电平(L)为例示，即使在信号中高电平 (H)和低电平(L)相反，也能够实现相同的动作的构成。
在本发明的实施方式2中，驱动电路由作为栅极控制单元的栅极控制部12、以及作为保护单元的保护部13构成，其中，保护部13具有作为电流检测单元的电流检测部5和作为保持单元的保持部17。另外，本发明的实施方式2的半导体装置构成为包括上述驱动电路以及作为由该驱动电路驱动控制的半导体元件的开关元件1。另外，在本发明的实施方式2中，所谓的动作状态检测单元由用于检测半导体元件1的动作状态的电流检测部5构成。
在实施方式2的驱动电路中，对于和前述的实施方式1的驱动电路有较大不同的栅极控制部12的构成以及动作，在下面进行说明。图6是表示本发明的实施方式2的栅极控制部12的电路构成的框图。在图6中，电流检测信号SI被输入到电流比较型比较器73 的正端子，在负端子连接有用于输出电流Ian (η为下标)的可变电流源71。另外，电流检测信号SI被输入到电流比较型比较器74的负端子，在正端子连接有用于输出电流Ibn(n为下标)的可变电流源72。这些可变电流源71、72均为涌出型，输出与D/A变换器60输出的逻辑信号DAO对应、即与来自增减计数器59的并行输出Qout的逻辑输出值DADn对应的电流Iarulbn。在实施方式2的栅极控制部12中，电流比较型比较器73、74以及可变电流源 71,72以外的单元等与实施方式1中的栅极控制部2构成相同，进行相同的动作。
图7是表示图5以及图6所示的实施方式2的半导体装置中的各部的主要信号的波形图。图8是表示在栅极使用了 ρ型区域的FET的开关元件1的漏极-源极间电压(Vds) 和漏极-源极间电流(Ids)的关系的特性图，说明了实施方式2的开关元件1的动作点迁移。其中，与前述的图4相同地，示出了每个栅极-源极间电流(Igs)中的漏极-源极间电压(Vds)和漏极-源极间电流(Ids)的关系。
[驱动电路的动作] 下面，对实施方式2的驱动电路的动作进行说明。另外，在栅极控制部12中，栅极驱动信号GS的电流量即可变电流源61的输出电流(Igs)的量In (η为下标)相对于增减计数器59的并行输出Qout的输出值DADn为对应。另外，动作开始时(初始状态)的增减计数器59的并行输出Qout的输出值为DAD4，与此对应，可变电流源61的输出为Igs = 14， 是具有图8上的点S的位置所表征的漏极_源极间电压(Vds)和漏极-源极间电流(Ids) 的关系的值。另外，在实施方式2中，可变电流源61的最小输出电流以及最大输出电流分别为12以及15。
另外，在动作开始时(初始状态)，从电流检测部5向保持部17输出的电流限制检测信号SIW以及驱动停止信号均为低电平(L)，即保持部17是被清零的状态。如根据图 6所明确那样，由于外部驱动停止信号EXSB和驱动停止信号SB是相同极性地进行动作，因此，说明上，在动作开始时(初始状态)，设和驱动停止信号SB相同地，EXSB = L。另外，在实施方式2中，测定指示信号丽=H下，漏极-源极间电流(Ids)和电流检测信号SI的电流在说明上相等。
[Ids通常时的动作]在图7所示的波形图中，首先，对在驱动信号DS = H的区间， 开关元件1的漏极-源极间电流(Ids)为Ibn < Ids < Ian的Ids通常时的驱动电路的动作进行说明。
在测定指示信号丽为高电平(H)的期间，电流检测部5测定漏极-源极间电流 (Ids)。由电流检测部5将作为电流检测信号SI而输出的是图7中的“Ids”的波形的粗线部分。此时的电流检测信号SI在比较器73、74中，判定为在Igs = 14时的下侧切换基准电流(第2切换基准电流设定值)Ib4以上，并且为Igs = 14时的上侧切换基准电流(第 1切换基准电流设定值)Ia4以下，从而将各个输出信号Ca、Cb保持低电平(L)。因此，增减计数器59的并行输出Qout的输出值保持DAD4不变。栅极驱动电流(Igs)保持Igs =14。这种情况下，在图8中，若确定了基准电流源71、72的基准电流Ia4、Ib4，则漏极-源极间电压(Vds)也和Va4、Vb4是一对一唯一确定，开关元件1的损失(消耗功率)意味着 Vb4 · Ib4 Va4 · Ia4所示的范围内。即，在该Vb · Ib4 Va4 · Ia4所示的范围内的区域， 漏极_源极间电压(Vds)可以说是Vbn < Vds < Van。
[Ids降低时的动作] 接着，对在驱动信号DS = H的区间，开关元件1的漏极-源极间电流(Ids)为 Ids ^ Ibn的Ids降低时的驱动电路的动作进行说明。如前所述，若确定了基准电流源71、 72的基准电流Ian、Ibn,则漏极-源极间电压(Vds)也和Van、Vbn是一对一唯一确定，因此，可以说Ids降低时的漏极-源极间电压(Vds)为Vbn彡Vds0 若负载8变轻，例如，在图8中，漏极-源极间电流(Ids)沿着Igs = 14的特性曲线降低，而从Igs = 14的特性曲线上的点S向点A移动。此时的电流检测信号SI在比较器73中被判定为在上侧切换基准电流(第1切换基准电流设定值)Ia4以下，比较器73的输出信号Ca成为低电平(L)。另外，此时的电流检测信号SI在比较器74中被判定为在下侧切换基准电流(第2切换基准电流设定值)Ib4以下，而比较器74的输出信号Cb成为高电平(H)。其结果，在单脉冲发生器65的信号TG为高电平的定时，AND元件56的输出信号 CbT也成为高电平(H)。因此，单脉冲发生器58产生1个脉冲的信号CKb，并将其输入到增减计数器59的计数减输入CKD。其结果，增减计数器59的并行输出Qout的输出值从DAD4 减少到DAD3。与此对应，可变电流源61的输出电流即栅极驱动电流Igs从14减少到13。 其结果，漏极-源极间电流(Ids)如图7中虚线所示圆圈A内那样变化，在图8中，动作点从点A迁移到点B。通过该迁移动作，虽然漏极-源极间电流(Ids)几乎不变，但漏极-源极间电压(Vds)增大。虽然漏极-源极间电压(Vds)和漏极-源极间电流(Ids)的积所表征的开关元件的损失若干增加，但由于栅极驱动电流(Igs)降低，因此，在实施方式2的驱动电路中，能实现低负载时的开关动作的高速化和驱动电路自身的损失降低。
在漏极-源极间电流(Ids)进一步不断降低的情况下，反复上述的迁移动作的过程。例如，在图7中，漏极-源极间电流(Ids)如虚线所示的圆圈C内那样地变化，在图8 中，动作点从点C迁移到点D，从而栅极驱动电流(Igs)从13降低到12。通过进行这样的迁移动作，实现Ids降低时的低负载时的开关动作的高速化和驱动电路自身的损失降低。
[Ids上升时的动作] 接着，对在驱动信号DS = H的区间，开关元件1的漏极-源极间电流(Ids)为 Ian ^ Ids < Ia5的Ids上升时的驱动电路的动作进行说明。如前所述，若确定了基准电流源71、72的基准电流Ian、Ibn，则漏极-源极间电压(Vds)也和Van、Vbn是一对一唯一确定，因此，可以说Ids上升时的漏极-源极间电压(Vds)为Van彡Vds0 若负载8变重，例如，在图8中，漏极-源极间电流(Ids)沿着Igs = 12的特性曲线上升，而从Igs = 12的特性曲线上的点D移动到点E。此时，电流检测信号SI在比较器 73中被判定为在上侧切换基准电流(第1切换基准电流设定值)Ib2以上，且在比较器74 中被判定为在下侧切换基准电流(第2切换基准电流设定值)Ib2以上，比较器73的输出信号Ca成为高电平(H)，比较器74的输出信号Cb成为低电平(L)。在单脉冲发生器65的信号TG为高电平的定时，AND元件55的输出信号CaT也成为高电平(H)。因此，单脉冲发生器57产生1个脉冲的信号CKa，并输入到增减计数器59的计数增输入CKU。其结果，增减计数器59的并行输出Qout的输出值从DAD2上升到DAD3。与此对应，可变电流源61的输出电流从12上升到13。其结果，漏极-源极间电压(Vds)如图7中虚线所示的圆圈E内那样变化，图8中，动作点从点E向点F迁移。虽然，通过该迁移动作，漏极-源极间电流(Ids) 几乎不变，但漏极-源极间电压(Vds)较大地降低。因此，用漏极-源极间电压(Vds)和漏极-源极间电流(Ids)的积所表征的开关元件1的损失(消耗功率)较大地降低。
在漏极-源极间电压(Vds)进一步不断上升的情况下，反复上述的迁移动作的过程。例如，漏极-源极间电压如图7中虚线所示的圆圈G、I内那样变化，在图8中，动作点从点G迁移到点H，然后从点I迁移到点J，栅极驱动电流(Igs)也从13上升到14，然后从 14上升到15。通过进行这样的迁移动作，在Ids上升时的高负载时所需要的栅极驱动电流 (Igs)下，开关元件1的损失(消耗功率)降低。
[Ids临界时的动作] 接着，对驱动信号DS = H的区间，开关元件1的漏极-源极间电流(Ids)为Ix < Ids的Ids临界时的驱动电路的动作进行说明。
若负载8进一步变重、漏极-源极间电流(Ids)进-步不断上升，则如图7中虚线所示圆圈F内那样变化。该变化，是在图8中，漏极-源极间电压(Vds)沿着Igs = 15的特性曲线上升，例如移动到点F的状态。此时，由于栅极驱动电流(Igs)为15，成为最大值，因此栅极驱动电流(Igs)不会再进一步增加。因此，用漏极-源极间电压(Vds)和漏极-源极间电流(Ids)的积所表征的开关元件1的损失(消耗功率)较大地上升。在由于电流检测部5的动作而开关动作时的漏极-源极间电流(Ids)成为上限电流Ix以上的情况下，电流限制检测信号SIW立刻成为高电平(H)。由此，保持部17将驱动停止信号SB以高电平 (H)来固定输出。其结果，在图6所示的栅极控制部12中，INV元件67的输出成为低电平 (L)，AND元件68的输出即信号GDS与驱动信号发生器63的驱动信号DS的波形无关被固定为低电平(L)。因此，开关62成为总是与电阻69连接的状态，栅极驱动信号GS以及开关元件1的栅极电位移转至接地电位，成为不进行开关动作的状态。
另外，关于图8中的Van和Ian，不论η取什么值，通过预先设定消耗功率 (Van · Ian)成为规定的值，就能够与栅极驱动电流的大小无关地使开关元件1的损失的最大值一定。另外，虽然漏极-源极间电流(Ids)和电流检测信号SI的关系在实施方式2中在测定指示信号MN = H下相等，但只要实施方式2的驱动电路中的漏极-源极间电流(Ids) 和基准电流Ian、Ibn等的关系得到遵守，则也可以任意地规定电流检测信号SI的传输形式。
另外，在实施方式2的驱动电路中，可以以时间平均的值来输出作为电流检测单元的电流检测部5的电流检测信号Si，或也可以构成为在某一定时间以上电流限制检测信号SIW成为高电平(H)时使驱动停止信号SB为高电平(H)，从而构成为能够在事实上无视可容许的短时间的电流增加。
另外，实施方式2的驱动电路中，作为半导体元件对在栅极使用了 ρ型区域的FET 进行了说明，但应用于在栅极使用了肖特基电极的FET，也能够同样起到良好的效果。这是由于即使在使用了肖特基电极的FET中，栅极和元件之间也成为形成了二极管的状态，具有同样的问题。
在实施方式2的驱动电路中，按照漏极-源极间电流来通过可变电流源进行栅极电流的控制，但同样地，使用可变电压源等来控制栅极电压也可以得到同等的效果。
另外，本实施方式2的驱动电路是用于实现本发明的一个实施例，根据实施方式2 中说明以外的手段以及方法，只要是具有同样的技术的特征从而得到同样的功能效果，则这些手段以及方法也包含在本发明中。
根据具有以上的构成的实施方式2的驱动电路，对在栅极使用了 ρ型区域或使用了肖特基电极的FET等的开关元件进行驱动的情况下，具有能够根据开关元件的输入-输出端子间电流来判定开关元件的消耗功率增加，按照电流的增加、减少来对栅极电流进行累积性增减的构成。其结果，在实施方式2的驱动电路的构成中，能够大幅降低制造成本来提供一种驱动电路以及使用了该驱动电路的半导体装置，其能够实现高负载时的消耗功率降低以及低负载时的驱动电路的损失降低、和针对开关元件的过电流施加时的保护，安全性以及可靠性较高，实现了节能化。
(实施方式3) 图9是表示本发明的实施方式3的驱动电路以及具有该驱动电路的半导体装置的电路构成的框图。另外，在实施方式3中，也是由驱动电路来驱动控制的作为半导体元件的开关元件1，用在栅极使用了 P型区域的FET进行说明，但利用在栅极使用了肖特基电极的 FET和其它的半导体元件中也能起到同样的效果，这一点是不言而喻的。在以下的实施方式3的说明中，对于具有和前述的实施方式1以及实施方式2的驱动电路以及半导体装置中的要素相同的功能、构成的要素赋予相同的符号，省略说明。
在实施方式3的驱动电路中，设有实施方式1的驱动电路中的电压检测部4、以及实施方式2中的电流检测部5，设有根据电压检测信号SV以及电流检测信号SI来算出功率的、作为功率检测单元的功率检测部6。
在图9中，作为保护单元的保护部23内的功率检测部6仅在作为栅极控制单元的栅极控制部22所产生的测定指示信号MN为高电平(H)的区间，取入电压检测信号SV以及电流检测信号Si，通过逻辑乘法运算电路或微型计算机等的运算单元对这两个信号(SV， Si)进行运算处理。在该运算处理中，功率检测部6生成与开关元件1的漏极-源极间电压(Vds)和漏极-源极间电流(Ids)的积对应的电压信号即功率检测信号SP，并传达给栅极控制部22。在如此检测出的功率检测信号SP超过规定的值的情况下(在实施方式3的驱动电路中，是功率检测信号SP超过临界电压Vy的情况)，使功率限制检测信号SPW为高电平(H)，功率检测部6将功率限制检测信号SPW传达给作为保持单元的保持部27。保持部27在通过双稳态多谐振荡器(flip flop)等单元，功率限制检测信号SPW哪怕一次成为高电平(H)的情况下，使驱动停止信号SB成为高电平(H)，并传输给栅极控制部22。此时， 即使功率限制检测信号SPW从高电平(H)下降到低电平(L)，驱动停止信号SB也保持高电平。在驱动停止信号SB或外部驱动停止信号EXSB中至少任意一个的信号成为高电平(H) 时，栅极驱动信号GS的信号电平降到接地电平来停止开关元件1的驱动。
在上述的动作中，信号的高电平(H)以及低电平(L)为例示，即使在信号中高电平 (H)和低电平(L)相反，也能够实现相同的动作。
在本发明的实施方式3中，驱动电路由作为栅极控制单元的栅极控制部22、以及作为保护单元的保护部23构成，其中，保护部23具有作为电压检测单元的电压检测部4、作为电流检测单元的电流检测部5、作为功率检测单元的功率检测部6和作为保持单元的保持部27。另外，本发明的实施方式3的半导体装置构成为包括上述驱动电路以及作为由该驱动电路驱动控制的半导体元件的开关元件1。另外，在本发明的实施方式3中，所谓的动作状态检测单元由检测半导体元件1的动作状态的电压检测部4、电流检测部5和功率检测部6构成。
栅极控制部22的电路构成和实施方式1中图2所示的栅极控制部2的电路构成以及动作实质上相同，仅基准电压源51、52的电压Va、Vb不同。
图10是表示在栅极使用了 ρ型区域的FET开关元件的漏极-源极间电压(Vds) 和漏极-源极间电流(Ids)的关系的特性图，对实施方式3中的开关元件1的动作点迁移进行说明。其中，和前述的图4相同，示出了每个栅极-源极间电流(Igs)下的漏极-源极间电压(Vds)和漏极-源极间电流(Ids)的关系。在图10中，有SP = Va.Vb.Vy的各曲线是表示漏极-源极间电压(Vds)和漏极-源极间电流(Ids)的积即开关元件的损失分别在 Va、Vb、Vy成为一定的关系的曲线。
[驱动电路的动作] 下面使用图2、图7、图9以及图10来说明实施方式3的驱动电路的动作。与前述的实施方式1的驱动电路相同，在栅极控制部22，栅极驱动信号GS的电流量即可变电流源 61的输出电流(Igs)的量In (η为下标)相对于增减计数器59的并行输出Qout的输出值 DADn为对应。另外，动作开始时(初始状态)的增减计数器59的并行输出Qout的输出值为DAD4，与此对应，可变电流源61的输出为Igs = 14，是具有图10上的点S的位置所表征的漏极-源极间电压(Vds)和漏极-源极间电流(Ids)的关系的值。另外，在实施方式3 的驱动电路中，可变电流源61的最小输出电流以及最大输出电流也分别为12以及15。
另外，在动作开始时(初始状态)，从功率检测部6向保持部27输出的功率限制检测信号SPW以及驱动停止信号SB均为低电平(L)，即保持部27是被清零的状态。如根据图 2所明确那样，由于外部驱动停止信号EXSB和驱动停止信号SB是相同极性地进行动作，因此，在说明上，在动作开始时(初始状态)，假设和驱动停止信号SB相同地，EXSB = L。
在测定指示信号丽为高电平(H)的期间，电压检测部4测定漏极-源极间电压 (Vds)并输出电压检测信号SV。同样地，电流检测部5测定漏极-源极间电流(Ids)并输出电流检测信号Si。进而，在相同定时，将电压检测信号SV以及电流检测信号SI输入到功率检测部6，功率检测部6将成为它们的积的功率检测信号SP输出。
功率检测信号SP若成为下侧切换基准电压(第2切换基准电压设定值)Vb以下， 则增减计数器59的并行输出Qout的输出值从DADn减少到DADri-p栅极驱动电流(Igs) 从In变化到In-i。例如，动作点从图10中的Igs = 14的特性曲线的点A迁移到Igs = 13 的特性曲线的点B。若功率检测信号SP进一步不断降低，则同样地，在图10所示的特性曲线中，例如动作点从点C迁移到点D。
另外，功率检测信号SP若成为上侧切换基准电压(第1切换基准电压设定值)Va 以上，则增减计数器59的并行输出Qout的输出值从DADn增加到DADn+Ι。栅极驱动电流 (Igs)从In变化到In+1。例如，动作点从图10中的Igs = 12的特性曲线的点E迁移到 Igs = 13的特性曲线的点F。若功率检测信号SP进一步不断上升，则同样地，在图10所示的特性曲线中，例如动作点从点G迁移到点H，或动作点从点I迁移到点J。
进而，在功率检测信号SP成为上限电压Vy以上时，功率限制检测信号SPW成为高电平(H)，保持部27使驱动停止信号SB为高电平(H)，栅极驱动信号GS以及开关元件1的栅极的电位移转到接地电位，成为不进行开关动作的状态。
另外，在实施方式3的驱动电路中，功率检测信号SP只要遵守和Va、Vb、Vy等的关系，也可以任意地规定功率检测信号SP的传输形式。
另外，在实施方式3的驱动电路中，也可以按照增减计数器的值来使基准电压Va、 Vb可变。根据这样的构成，对于开关元件1的损失被控制在一定范围内的特性，依场合能够将其范围缩小或扩大，得到与更现实的条件相结合的控制成为可能的构成。
另外，在实施方式3的驱动电路中，可以以时间平均的值来输出作为功率检测单元的功率检测部6的功率检测信号SP，或也可以构成为在某一定时间以上功率限制检测信号SPW成为高电平(H)时使驱动停止信号SB为高电平(H)，从而构成为能够在事实上无视可容许的短时间损失增加。
另外，实施方式3的驱动电路以在栅极使用了 ρ型区域的FET作为半导体元件进行了说明，但应用于在栅极使用了肖特基电极的FET，也能够同样起到良好的效果。
实施方式3的驱动电路中，按照开关元件的输入-输出端子间的消耗功率来通过可变电流源进行栅极电流的控制，但同样地，使用可变电压源等来控制栅极电压也可以得到同等的效果。
另外，本实施方式3的驱动电路是用于实现本发明的一个实施例，根据实施方式3 中说明以外的手段以及方法，只要是具有同样的技术的特征从而得到同样的功能效果，则这些手段以及方法也包含在本发明中。
在具有以上的构成的实施方式3的驱动电路中，对在栅极使用了 ρ型区域或使用了肖特基电极的FET等的开关元件进行驱动的情况下，具有能够根据开关元件的输入-输出端子间的消耗功率来判定开关元件的消耗功率增加，按照消耗功率的增加、减少来对栅极电流进行累积性增减的构成。其结果，在实施方式3的驱动电路的构成中，能够大幅降低制造成本，来提供一种驱动电路以及使用了该驱动电路的半导体装置，其能够实现将开关元件的消耗功率收敛在一定范围内的控制，能够实现高负载时的消耗功率降低以及低负载时的栅极驱动电路的损失降低、和针对开关元件的消耗功率的保护，安全性以及可靠性较高，实现了节能化。
(实施方式4) 图11是表示本发明的实施方式4的驱动电路以及具有该驱动电路的半导体装置的电路构成的框图。另外，在实施方式4中，作为由驱动电路进行驱动控制的半导体元件的开关元件1，利用在栅极使用了 P型区域的FET进行说明，但利用在栅极使用了肖特基电极的FET和其它的半导体元件中也能起到同样的效果，这一点是不言而喻的。在以下的实施方式4的说明中，对于具有和前述的实施方式1、实施方式2以及实施方式3的驱动电路以及半导体装置中的要素相同的功能、构成的要素赋予相同的符号，省略说明。
如图11所示，在实施方式4的驱动电路中，是来自电压检测部4的电压检测信号 SV、来自电流检测部5的电流检测信号Si、以及来自功率检测部6的功率检测信号SP被输入到作为栅极控制单元的栅极控制部32中的构成。另外，在实施方式4的驱动电路中，作为保护单元的保护部33中的作为保持单元的保持部37构成为对其输入电压限制检测信号 SVff,电流限制检测信号SIW、以及功率限制检测信号SP。保持部37通过将3个输入(SVW、SIW、SPW)的3输入逻辑和的结果保存在双稳态多谐振荡器等的存储单元中等的方法，在电压限制检测信号(SVW)、电流限制检测信号(SIW)以及功率限制检测信号(SPW)中的任一的信号成为高电平(H)的情况下，使驱动停止信号SB为高电平，传输给栅极控制部32。然后，保持部37即使在电压限制检测信号(SVW)、电流限制检测信号(SIW)以及功率限制检测信号(SPW)中的任一的信号再次成为低电平(L)，也保持驱动停止信号SB为高电平(H)不变。栅极控制部32在驱动停止信号SB或外部驱动停止信号EXSB中至少任一信号成为高电平(H)时，使栅极驱动信号GS的信号电平降到接地电平，从而停止开关元件1的驱动。
在上述的动作中，信号的高电平(H)以及低电平(L)为例示，即使在信号中高电平 (H)和低电平(L)相反，也能够实现相同的动作。
在本发明的实施方式4中，驱动电路由作为栅极控制单元的栅极控制部32、以及作为保护单元的保护部33构成，其中，保护部33具有作为电压检测单元的电压检测部4、 作为电流检测单元的电流检测部5、作为功率检测单元的功率检测部6和作为保持单元的保持部37。另外，本发明的实施方式4的半导体装置构成为包括上述驱动电路以及作为由该驱动电路所驱动控制的半导体元件的开关元件1。另外，在本发明的实施方式4中，所谓的动作状态检测单元由用于检测半导体元件1的动作状态的电压检测部4、电流检测部5 和功率检测部6构成。
图12是表示本发明的实施方式4的驱动电路中的栅极控制部32的电路构成的框图。在图12所示的栅极控制部32中，作为栅极电流设定单元的栅极电流设定部34以外的构成具有与前述的图2所示的实施方式1的驱动电路中的栅极控制部2相同的构成，进行相同的动作。
如图12所示，对栅极电流设定部34输入电流检测信号Si、电压检测信号SV以及功率检测信号SP，通过逻辑信号的并行输出Qout来输出输出值DADn。该并行输出值DADn 被输入到D/A变换器60中，被变换为规定的模拟信号DA0。变换的模拟信号DAO被输入到模拟信号控制的可变电流源61，从该可变电流源61输出电流驱动时的栅极驱动信号GS。
图13是表示实施方式4的驱动电路中的栅极控制部32的栅极电流设定部34的电路构成的框图。实施方式4中的栅极电流设定部34具有统合了从所述实施方式1中的栅极控制部2、实施方式2中的栅极控制部12、以及实施方式3中的栅极控制部22的输入起到增减计数器59为止的构造。实施方式4中的栅极电流设定部34具备电流检测信号判定部96、电压检测信号判定部97、以及功率检测信号判定部98，并且具有选择器99，该选择器99进行使来自电流检测信号判定部96、电压检测信号判定部97以及功率检测信号判定部98的输出信号的任一个信号有效来将信号送入单脉冲发生器57的选择。在栅极电流设定部34中，作为电流检测信号判定部96、电压检测信号判定部97、功率检测信号判定部98 以及选择器99以外的构成要素的、单脉冲发生器57、58以及增减计数器59，其进行和上述的实施方式1、实施方式2以及实施方式3中的动作相同的动作。
在栅极电流设定部34中，对电流检测信号判定部96输入电流检测信号SI，电流检测信号SI被输入到电流比较型比较器73的正端子。在电流比较型比较器73的负端子，连接有用于输出基准电流Ia的涌出型基准电流源94。电流比较型比较器73若电流信号即电流检测信号SI比基准电流Ia大，则输出高电平(H)，相反，若小于Ia，则输出低电平(L)。 电流比较型比较器73的输出ICa和来自选择器99的电流检测选择信号SSI、以及从栅极控制部32的单脉冲发生器65输出的信号TG —起，被输入到3输入AND元件91中。
另外，在栅极电流设定部34中，对电压检测信号判定部97输入电压检测信号SV， 电压检测信号SV被输入到比较器83的正端子。在比较器83的负端子，连接有用于输出基准电压Vc的基准电压源81。若电压检测信号SV比基准电压Vc大，比较器83则输出高电平(H)，相反，若小于Vc，则输出低电平(L)。比较器83的输出VCa和来自选择器99的电压检测选择信号SSV以及从栅极控制部32的单脉冲发生器65输出的信号TG —起，被输入到 3输入AND元件92中。
进而，在栅极电流设定部34中，对功率检测信号判定部98输入电压信号即功率检测信号SP，功率检测信号SP被输入到比较器53的正端子。在比较器53的负端子连接有用于输出基准电压Va的基准电压源51。若功率检测信号SP比基准电压Va大，比较器53 则输出高电平(H)，相反若比基准电压Va小，则输出低电平(L)。比较器53的输出Ca和来自选择器9的功率检测选择信号SSP以及从栅极控制部32的单脉冲发生器65输出的信号 TG 一起，被输入到3输入AND元件93中。
另外，功率检测信号SP被输入到比较器M的负端子。在比较器的正端子连接有用于输出基准电压Vb的基准电压源52。若功率检测信号SP比基准电压Vb小，比较器M 则输出高电平(H)，相反若比基准电压Vb大则输出低电平(L)。比较器M的输出Cb和从栅极控制部32的单脉冲发生器65输出的信号TG —起，被输入到AND元件56。
比较器53、52的输出Ca、Cb和前述的图2所示的实施方式1中的栅极控制部2以及实施方式3中的栅极控制部22进行实质相同的动作。
对栅极电流设定部34中的选择器99输出增减计数器59的并行输出Qout的输出值DADn，从而具有根据其输出值DADn的值，将电流检测选择信号SSI、电压检测选择信号 SSV或功率检测选择信号SSP中仅任意一个信号进行高电平输出，将剩下的2个信号进行低电平输出。另外，栅极电流设定部34中的3输入AND元件91、92、93的输出被输入到3输入OR元件95，从而来自3输入OR元件95的输出信号CaT被输入到单脉冲发生器57。
图14是表示在栅极使用了 ρ型区域的FET开关元件的漏极-源极间电压(Vds) 和漏极-源极间电流(Ids)之间的关系的特性图。在图14中，是表示实施方式4中的开关元件1的动作点的迁移状态的说明图。其中，和前述图4相同地，示出了每个栅极-源极间电流(Igs)下的漏极-源极间电压(Vds)和漏极-源极间电流(Ids)的关系。另外，在图 14中，有SP = Va.Vb.Vy的标记的各曲线是表示漏极-源极间电压(Vds)与漏极-源极间电流(Ids)的积即开关元件1的损失在电压Va、Vb、Vy下成为一定的关系的曲线。
[驱动电路的动作] 下面，使用图11到图14来说明实施方式4的驱动电路的动作。在实施方式4的驱动电路的动作中，基本的动作只要是未做特别的说明，均和至此为止的实施方式1 3中说明的动作相同。和前述的实施方式1、2相同，栅极控制部32中的增减计数器59的并行输出 Qout的输出值DADn和栅极驱动信号GS的电流量之处的可变电流源61的输出电流(Igs) 的关系如前述的图7中所示那样，DADn和h分别对应。另外，在动作开始时(初始状态)， 增减计数器59的并行输出Qout的输出值为DAD4，与此对应，可变电流源61的输出Igs = 14，是具有图14上的点S所表征的漏极-源极间电压(Vds)和漏极-源极间电流(Ids)的关系的值。在实施方式4的驱动电路中，可变电流源61的最小输出电流以及最大输出电流也分别设为12以及15。
另外，在动作开始时(初始状态)，从电压检测部4、电流检测部5以及功率检测部6向保持部37输出的电压限制检测信号SVW、电流限制检测信号SIW、功率限制检测信号 SPff,以及驱动停止信号SB均为低电平(L)，即保持部37为被清零的状态。如根据图12所明确那样，由于外部驱动停止信号EXSB和驱动停止信号SB是相同极性地进行动作，因此， 在说明上，在动作开始时(初始状态)，假设和驱动停止信号SB相同地，EXSB = L。
另外，在实施方式1中，也是测定指示信号丽=H下，漏极-源极间电流(Ids)和电流检测信号SI的电流值在说明上相等。
在测定指示信号丽为高电平(H)的期间，电压检测部4测定漏极-源极间电压 (Vds)，并输出电压检测信号SV。同样地，电流检测部5测定漏极-源极间电流(Ids)，并输出电流检测信号Si。然后，在相同的定时将电压检测信号SV以及电流检测信号SI输入到功率检测部6，从而功率检测部6输出成为它们的积的功率检测信号SP。
例如，在图14所示的特性曲线中，在点CC所示的动作点上，增减计数器59的并行输出Qout的输出值为DAD2，可变电流源61的输出成为Igs = 12。在该点CC的动作点所存在的区域，通过电压检测部4，漏极-源极间电压(Vds)成为基准电压Vc以上。因此，选择器99在DAD2的输入值下，使电压检测选择信号SSV为高电平(H)，从比较器83将高电平(H)的输出VCa输入到3输入AND元件92，经由3输入OR元件95输入到单脉冲发生器 57 (参照图13)。
另外，例如在图14所示的特性曲线中，在点DD所示动作点上，增减计数器59的并行输出的Qout的输出值为DAD3，可变电流源61的输出成为Igs = 13。在该点DD的动作点所存在的区域，通过功率检测部6，功率检测信号SP成为Va以上。因此，选择器99在DAD3 的输入值下，使功率检测选择信号SSP为高电平(H)，从比较器53将高电平(H)的输出Ca 输入到3输入AND元件93，经由3输入OR元件95输入到单脉冲发生器57 (参照图13)。
另外，例如在图14所示的特性曲线中，在点EE所示动作点上，增减计数器59的并行输出的Qout的输出值为DAD4，可变电流源61的输出成为Igs = 14。在该点EE的动作点所存在的区域，通过电流检测部5，电流检测信号SI成为Ia以上。因此，选择器99在DAD4 的输入值下，使电流检测选择信号SSI为高电平(H)，从电流比较型比较器73将高电平(H) 的输出ICa输入到3输入AND元件91，经由3输入OR元件95输入到单脉冲发生器57 (参照图13)。
通过以上的动作，增减计数器59的并行输出Qout的输出值从DADn增加到 DADn+Ι，栅极驱动电流从In变化为In+1，动作点例如在图14所示的特性曲线中，点CC沿箭头C的方向迁移，点DD沿箭头D的方向迁移，或点EE沿箭头E的方向迁移。
进而，例如，在图14所示的特性曲线中，在点AA所示的动作点上，增减计数器59 的并行输出Qout的输出值为DAD4，可变电流源61的输出成为Igs = 14。在该点AA的动作点所存在的区域，通过功率检测部6，功率检测信号SP成为Vb以下。因此，选择器99在 DAD4的输入值下，使功率检测选择信号SSP为高电平(H)，从比较器54将高电平(H)的输出Cb输入到AND元件56，AND元件56的输出信号CbT被输入到单脉冲发生器58 (参照图 13)。
因此，单脉冲发生器58产生1个脉冲的信号CKb，并将其输入到增减计数器59的计数减输入CKD。其结果，增减计数器59的并行输出Qout的输出值从DAD4减少到DAD3。 与此对应，可变电流源61的输出电流即栅极驱动电流Igs从14减少到13。
通过以上的动作，增减计数器59的并行输出Qout的输出值从DADn减少到DADn-” 栅极驱动电流从h变化为Ini，动作点例如在图14所示的特性曲线中，点AA沿箭头A的方向迁移，点BB沿箭头B的方向迁移。
在功率检测信号SP成为上限电压Vy以上时，功率限制检测信号SPW成为高电平 (H)，保持部37使驱动停止信号SB为高电平(H)。同样地，在电压检测信号SV成为上限电压Vx以上时，电压限制检测信号SVW成为高电平(H)，保持部37使驱动停止信号SB为高电平(H)。另外，在电流检测信号SI成为上限电流Ix以上时，电流限制检测信号SIW成为高电平(H)，保持部37使驱动停止信号SB为高电平(H)。如上所述，通过保持部37使驱动停止信号SB为高电平(H)，栅极驱动信号GS以及开关元件1的栅极的电位移转到接地电位， 成为不进行开关动作的状态。
另外，在实施方式4的驱动电路中，也可以不使基准电压Va、Vb、Vc、基准电流Ia 按照增减计数器59的输出值而可变。根据这样的构成，对于开关元件1的损失被控制在一定范围内的特性，依场合能够将其范围缩小或扩大，得到与更现实的条件相结合的控制成为可能的构成。
另外，在实施方式4的驱动电路中，能够以时间平均的值来输出电压、电流、功率的各检测单元的检测信号(sv、Si、SP)，或也可以驱动电路构成为在某一定时间以上，各限制检测信号(SVW、SIW、SPW)成为高电平(H)时，保持部37使驱动停止信号SB成为高电平 (H)，从而能够事实上无视可容许的短时间的损失增加。
另外，实施方式4的驱动电路以在栅极使用了 ρ型区域的FET作为半导体元件进行了说明，但应用于在栅极使用了肖特基电极的FET，也能够同样起到良好的效果。
实施方式4的驱动电路中，按照漏极-源极间电压、漏极-源极间电流、开关元件的输入-输出端子间的消耗功率等来通过可变电流源进行栅极电流的控制，但同样地，使用可变电压源等来控制栅极电压也可以得到同等的效果。
另外，本实施方式4的驱动电路是用于实现本发明的一个实施例，根据实施方式4 中说明以外的手段以及方法，只要是具有同样的技术的特征从而得到同样的功能效果，则这些手段以及方法也包含在本发明中。
根据具有以上的构成的实施方式4的驱动电路，对在栅极使用了 ρ型区域或使用了肖特基电极的FET等的开关元件进行驱动的情况下，具有能够根据开关元件的输入-输出端子间的电压、电流、消耗功率来判定开关元件的消耗功率增加，按照消耗功率的增加、 减少来对栅极电流进行累积性增减的构成。其结果，在实施方式4的驱动电路的构成中，能够实现将开关元件的动作范围收敛于所谓的安全动作区域内的控制，能够与现有的构成相比大幅降低制造成本，来提供一种驱动电路以及使用了该驱动电路的半导体装置，该驱动电路能够实现高负载时的消耗功率降低以及低负载时的驱动电路的损失降低、并实现了电压、电流、消耗功率观点下的开关元件的保护。
如上述对各实施方式1 4进行具体说明的那样，根据本发明，在对栅极上使用了 P型区域或使用了肖特基电极等的半导体元件进行驱动控制的驱动电路、以及使用了该驱动电路的半导体装置中，能够以简单的构成，低成本地制造一种驱动电路以及半导体装
28置，该驱动电路测定半导体元件的动作状态，例如消耗功率状态，根据该半导体元件的输入-输出端子间的电压、该半导体元件的输出电流、或该半导体元件的输入-输出端子间的电压和输出电流，来测定消耗功率，通过按照消耗功率的增加、减少来累积性地增减栅极电流，由此，谋求实现该半导体元件的高负载时的消耗功率的降低以及驱动电路的低负载时的损失降低，不仅如此，还能够将该半导体元件的过电压、过电流、过消耗功率保护功能和该半导体元件的损失降低功能统合起来，从而能够达成安全性以及可靠性高、节能化。
另外，根据本发明，通过根据测定时的栅极电流的大小来区分对基于半导体元件的输入-输出端子间电压、输出电流、消耗功率的栅极电流的累积性增减进行使用，由此， 提供一种能够实现考虑了该半导体元件的安全动作区域的保护动作的驱动电路以及半导体装置。
本发明的驱动电路以及半导体装置由于具有针对在栅极使用了 ρ型区域或使用了肖特基电极的FET等的半导体元件的、高负载时的消耗功率降低、驱动电路的低负载时的损失降低以及保护半导体元件的功能，因此是能够应用于各种电子设备中的泛用性高的发明。
权利要求
1.一种半导体元件的驱动电路，其具备动作状态检测单元，其对表现二极管特性的半导体元件的动作状态进行检测，其中，该二极管特性是若栅极-源极间电压超过规定电压，则流过险峻的电流的特性；和栅极控制单元，从所述动作状态检测单元向该栅极控制单元输入表示所述半导体元件动作状态的信号，该栅极控制单元按照表示所述半导体元件的动作状态的信号，对提供给所述半导体元件的栅极的电压或电流进行控制。
2.根据权利要求1所述的半导体元件的驱动电路，其特征在于， 所述半导体元件在栅极具有P型区域或肖特基电极，所述动作状态检测单元由测定所述半导体元件的输入-输出端子间电压的电压检测单元构成，从所述电压检测单元向所述栅极控制单元输入所述半导体元件的输入_输出端子间电压的电压测定值，所述栅极控制单元构成为在所述电压测定值至少超过切换基准电压设定值时，对提供给所述半导体元件的栅极的电流进行控制。
3.根据权利要求2所述的半导体元件的驱动电路，其特征在于，所述栅极控制单元在每个规定周期被输入由所述电压检测单元测定出的所述半导体元件的输入-输出端子间电压的电压测定值， 所述栅极控制单元构成为在所述电压测定值为第1切换基准电压设定值以上时，将第1栅极电流设定值作为上限，使提供给所述半导体元件的栅极的栅极电流为在测定前的栅极电流上增加规定量后的电流，在所述电压测定值为第2切换基准电压设定值以下时，将第2栅极电流设定值作为下限，使提供给所述半导体元件的栅极的栅极电流为在测定前的栅极电流上减少规定量之后的电流。
4.根据权利要求2或3所述的半导体元件的驱动电路，其特征在于，所述栅极控制单元被输入由所述电压检测单元测定出的所述半导体元件的输入-输出端子间的电压测定值，所述栅极控制单元构成为在所述电压测定值成为上限基准电压设定值以上时以后，停止所述半导体元件的驱动。
5.根据权利要求1所述的半导体元件的驱动电路，其特征在于， 所述半导体元件在栅极具有P型区域或肖特基电极，所述动作状态检测单元由测定所述半导体元件的输出电流的电流检测单元构成， 所述栅极控制单元被输入所述半导体元件的输出电流的电流测定值，并构成为在所述半导体元件的输出电流的电流测定值至少超过切换基准电流设定值时，对提供给所述半导体元件的栅极的电流进行控制。
6.根据权利要求5所述的半导体元件的驱动电路，其特征在于，所述栅极控制单元在每个规定周期被输入由所述电流检测单元测定出的所述半导体元件的输出电流的电流测定值， 所述栅极控制单元构成为在所述电流测定值为第1切换基准电流设定值以上时，将第1栅极电流设定值作为上限，使提供给所述半导体元件的栅极的栅极电流为在测定前的栅极电流上增加规定量后的电流，在所述电流测定值为第2切换基准电流设定值以下时，将第2栅极电流设定值作为下限，使提供给所述半导体元件的栅极的栅极电流为在测定前的栅极电流上减少规定量后的电流。
7.根据权利要求5或6所述的半导体元件的驱动电路，其特征在于，所述栅极控制单元被输入由所述电流检测单元测定出的所述半导体元件的输出电流的电流测定值，所述栅极控制单元构成为在所述电流测定值成为上限基准电流设定值以上时以后， 停止所述半导体元件的驱动。
8.根据权利要求1所述的半导体元件的驱动电路，其特征在于，所述半导体元件在栅极具有P型区域或肖特基电极，所述动作状态检测单元由如下单元构成测定所述半导体元件的输入-输出端子间电压的电压检测单元；测定所述半导体元件的输出电流的电流检测单元；和根据来自所述电压检测单元的输入-输出端子间电压的电压测定值、和来自所述电流检测单元的输出电流的电流测定值，来测定所述半导体元件的消耗功率的功率检测单元，所述栅极控制单元被输入所述半导体元件的消耗功率测定值，并构成为在所述半导体元件的消耗功率测定值至少超过切换基准功率设定值时，对提供给所述半导体元件的栅极的电流进行控制。
9.根据权利要求8所述的半导体元件的驱动电路，其特征在于，所述栅极控制单元在每个规定周期被输入由所述功率检测单元测定出的所述半导体元件的消耗功率测定值，所述栅极控制单元构成为在所述消耗功率测定值为第1切换基准功率设定值以上时，将第1栅极电流设定值作为上限，使提供给所述半导体元件的栅极的栅极电流为在测定前的栅极电流上增加规定量后的电流，在所述消耗功率测定值为第2切换基准功率设定值以下时，将第2栅极电流设定值作为下限，使提供给所述半导体元件的栅极的栅极电流为在测定前的栅极电流上减少规定量后的电流。
10.根据权利要求8或9所述的半导体元件的驱动电路，其特征在于，所述栅极控制单元被输入由所述功率检测单元测定出的所述半导体元件的消耗功率测定值，所述栅极控制单元构成为在所述消耗功率测定值为上限基准功率设定值以上时以后， 停止所述半导体元件的驱动。
11.根据权利要求1所述的半导体元件的驱动电路，其特征在于，所述半导体元件在栅极具有P型区域或肖特基电极，所述动作状态检测单元由如下单元构成测定所述半导体元件的输入-输出端子间电压的电压检测单元；测定所述半导体元件的输出电流的电流检测单元；和根据来自所述电压检测单元的输入-输出端子间电压的电压测定值、和来自所述电流检测单元的输出电流的电流测定值，来测定所述半导体元件的消耗功率的功率检测单元，所述栅极控制单 元构成为在由所述电压检测单元测定出的电压测定值至少超过切换基准电压设定值时、由所述电流检测单元测定出的电流测定值至少超过切换基准电流设定值时、或由所述功率检测单元测定出的消耗功率测定值至少超过切换基准功率设定值时中任意一个时刻，对提供给所述半导体元件的栅极的电流进行控制。
12.根据权利要求11所述的半导体元件的驱动电路，其特征在于，所述栅极控制单元被输入由所述电压检测单元测定出的所述半导体元件的输入-输出端子间电压的电压测定值、由所述电流检测单元测定出的所述半导体元件的输出电流的电流测定值、以及由所述功率检测单元测定出的所述半导体元件的消耗功率测定值，所述栅极控制单元具有选择器，该选择器用于根据栅极电流的大小，来选择实施如下的动作中的任一者第1动作，在所述电压测定值为切换基准电压设定值以上时，将第1栅极电流设定值作为上限，使提供给所述半导体元件的栅极的栅极电流为在测定前的栅极电流上增加规定量后的电流；第2动作，在所述电流测定值为切换基准电流设定值以上时，将第2栅极电流设定值作为上限，使提供给所述半导体元件的栅极的栅极电流为在测定前的栅极电流上增加规定量后的电流；或者第3动作，在所述消耗功率测定值为第1切换基准功率设定值以上时，将第3栅极电流设定值作为上限，使提供给所述半导体元件的栅极的栅极电流为在测定前的栅极电流上增加规定量后的电流，所述栅极控制单元构成为在与所述选择器的选择动作无关、所述消耗功率测定值为第2切换基准功率设定值以下时，将第4栅极电流设定值作为下限，使提供给所述半导体元件的栅极的栅极电流为在测定前的栅极电流上减少规定量后的电流。
13.根据权利要求11或12所述的半导体元件的驱动电路，其特征在于，所述栅极控制单元在所述电压测定值为上限基准电压设定值以上时以后、所述电流测定值为上限基准电流设定值以上时以后、所述消耗功率测定值为上限基准功率设定值以上时以后，停止所述半导体元件的驱动。
14.根据权利要求1 13中任一项所述的半导体元件的驱动电路，其特征在于，所述半导体元件是在栅极使用了 P型区域或使用了肖特基电极的场效应晶体管。
15.一种半导体装置，其具备权利要求1 14中所记载的半导体元件的驱动电路以及由所述驱动电路所驱动控制的半导体元件。
全文摘要
本发明的目的在于提供一种驱动电路，该驱动电路谋求表现二极管特性的半导体元件的高负载时的消耗功率降低以及驱动电路的低负载时的损失降低，其中，该二极管特性是若在栅极-源极间超过规定电压，则流过险峻的电流，并且该驱动电路还具有防止过电压、过电流、和过消耗功率的保护功能、和降低该半导体元件的损失的功能。驱动电路中的栅极控制单元(2、12、22、32)构成为按照从对表现二极管特性的半导体元件(1)的动作状态进行检测的动作状态检测单元(4、5、6)所输入的表示半导体元件的动作状态的信号，来控制提供给半导体元件的栅极的电压或电流，其中该二极管特性是若在栅极-源极间超过规定电压，则流过险峻的电流。
文档编号H02M1/08GK102201730SQ201110070258
公开日2011年9月28日 申请日期2011年3月21日 优先权日2010年3月25日
发明者长濑久典, 中村尚幸, 玉冈修二 申请人:松下电器产业株式会社